大屏幕LCD背光照明的控制方案

近來(lái)，CTV產(chǎn)品中的LCD屏幕尺寸越來(lái)越大，已經(jīng)超過(guò)40英寸。由于屏幕尺寸的增大，CCFL的數目及其驅動(dòng)電路也有所增加。目前有很多種方法將CCFL置于大型LCD屏幕的背面，以便為整個(gè)屏幕提供背光照明。然而，即使是將許多CCFL串聯(lián)或并聯(lián)起來(lái)，能夠獲得的亮度還是不夠。此外，其預計壽命亦只有15 000～50 000小時(shí)。而且，因為它采用了有害物質(zhì)，CCFL背光照明還存在環(huán)境污染問(wèn)題。

在小尺寸的手機LCD屏幕上采用LED實(shí)現背光照明已經(jīng)非常普及。作為交通信號燈及超過(guò)40英寸LCD屏幕的背光照明源的功率LED，彩色表現力好，且壽命可達100 000小時(shí)。功率LED的正向電壓為3.0～4.0V，最大額定電流高達500～700mA。一直有人嘗試設計基于RGB LED的背光照明，期望在相同濾色（CF）透射比下實(shí)現30%以上的NTSC效果，或在保持相同色域的同時(shí)，將濾色透射比增加32%～40%。由于每個(gè)RGB LED單元能組合起來(lái)構成白色，各個(gè)顏色的LED將采用串聯(lián)方式連接，這樣就能利用相同電流同時(shí)控制每個(gè)顏色組別，如圖1所示。

基于RGB背光照明所需的LED總數量，對22英寸的屏幕來(lái)說(shuō)是72個(gè)；32英寸是160個(gè)；40英寸以上是400～500個(gè)。這樣便需要40～300Vdc的電壓來(lái)驅動(dòng)LED。而所需的輸出電壓取決于串聯(lián)LED的數量。所以，傳統的方法是首先采用升壓轉換器作為前置調壓器，將整流后的交流輸入電壓先轉換成400Vdc；然后利用降壓轉換器進(jìn)行LED電流調節。交流輸入電壓必須通過(guò)兩個(gè)階段才能轉換成直流電流，因此成本高且效率低。而且，這種轉換方案對交流輸入側的功率因數要求很高，所以也需要功率因數校正（PFC）。

本文將介紹采用單級功率轉換器簡(jiǎn)單而直接地控制交流輸入電流，這樣便可通過(guò)單一功率轉換過(guò)程同時(shí)獲得功率因數校正和功率LED電流調節，這一方案效率高、電路簡(jiǎn)單而且成本低。

建議的控制策略

圖2為單級功率轉換電路。由于采用的是降壓/升壓拓撲結構，輸出電壓可高于或低于直流電路的電壓峰值。傳統的電流調節PWM（CR-PWM）通常利用其控制命令電流 圖1 RGB LED的陣列和背光照明結構 （I*）來(lái)控制負載電流。然而，如果使用傳統的 CR-PWM控制方法，負載電流將為方波；因為MOSFET的漏極電流必須與其恒定的I*相同。因此需要采用不同的控制方法來(lái)達到線(xiàn)路電流的波形，又同時(shí)能調節恒定的LED電流。

圖2 帶功率因數校正功能的單級功率轉換器

本文給出了一種新的控制方法，既能使線(xiàn)路電流呈現出與線(xiàn)路電壓相同的正弦波形，又能通過(guò)I*調節LED電流。LED電流是利用典型的CR-PWM方法通過(guò)間接檢測MOSFET電流來(lái)控制，如圖2所示。因此無(wú)須使用任何隔離的電流傳感器。

電感中感應電流的提升速度與直流電路電壓S≡Vdc（k）/L成正比，這里Vdc（k）是于第k個(gè)開(kāi)關(guān)轉換時(shí)段內經(jīng)整流的直流電路電壓。如果MOSFET關(guān)斷，電感中的感應電流強度將下降，并將所儲存的能量釋放給負載側。由于輸出電壓因濾波電容Co的存在而被看成恒定的，電感中電流的下降速率通常是一個(gè)常數，與直流電路電壓無(wú)關(guān)。如果檢測到的MOSFET電流超過(guò)所設定的電流I*，R-S觸發(fā)輸出將復位，MOSFET會(huì )被關(guān)斷。

當直流電路電壓非常低，被檢測的電流不可能在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內超過(guò)I*。因此，觸發(fā)電路不會(huì )復位，而MOSFET將繼續保持導通，直到被檢測電流在下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期超越I*才會(huì )關(guān)斷，如圖6所示。一旦被檢測MOSFET的電流超過(guò)I*，MOSFET將被關(guān)斷，直到R-S觸發(fā)電路被內部時(shí)鐘重新置位。按照這種工作方式，MOSFET的導通與關(guān)斷動(dòng)作將跟隨直流電路的電壓進(jìn)行，結果使到交流輸入的功率因數得到校正。

因此，占空比在正弦波的0°和180°相位附近變高，而在正弦波的中心（90°相位）附近變小。這樣就可獲得與交流輸入端處的交流輸入電壓相位同步的正弦電流波形。

從圖3（b）所示的被檢電壓vid（t）看出，進(jìn)入MOSFET的電流ids（t）在MOSFET導通時(shí)線(xiàn)性增大。但這個(gè)由R-C濾波電路輸出的被檢電壓vid（t）有些延遲。因此，在MOSFET關(guān)斷時(shí)，電流反饋電壓和真實(shí)MOSFET源極電流之間存在一個(gè)控制偏差id（k）。這個(gè)偏差在線(xiàn)路電壓增高時(shí)會(huì )變大。因此，隨著(zhù)交流輸入電壓增加，其真實(shí)峰值電流IL（k）可能比設定的I*高。