開(kāi)關(guān)電源的無(wú)源共模干擾抑制技術(shù)

　　摘要：介紹了一種基于補償原理的共模干擾抑制技術(shù)，通過(guò)抑制電源輻射來(lái)減少變換器的共模干擾。這種方法被推廣應用于多種功率變換器拓撲，理論和實(shí)驗結果都表明該技術(shù)有效減少了電路的共模干擾。

　　引言

　　由于mosfet及igbt和軟開(kāi)關(guān)技術(shù)在電力電子電路中的廣泛應用，使得功率變換器的開(kāi)關(guān)頻率越來(lái)越高，結構更加緊湊，但亦帶來(lái)許多問(wèn)題，如寄生元件產(chǎn)生的影響加劇，電磁輻射加劇等，所以emi問(wèn)題是目前電力電子界關(guān)注的主要問(wèn)題之一。

　　傳導是電力電子裝置中干擾傳播的重要途徑。差模干擾和共模干擾是主要的傳導干擾形態(tài)。多數情況下，功率變換器的傳導干擾以共模干擾為主。本文介紹了一種基于補償原理的無(wú)源共模干擾抑制技術(shù)，并成功地應用于多種功率變換器拓撲中。理論和實(shí)驗結果都證明了，它能有效地減小電路中的高頻傳導共模干擾。這一方案的優(yōu)越性在于，它無(wú)需額外的控制電路和輔助電源，不依賴(lài)于電源變換器其他部分的運行情況，結構簡(jiǎn)單、緊湊。

　　1 補償原理

　　共模噪聲與差模噪聲產(chǎn)生的內部機制有所不同：差模噪聲主要由開(kāi)關(guān)變換器的脈動(dòng)電流引起;共模噪聲則主要由較高的dv/dt與雜散參數間相互作用而產(chǎn)生的高頻振蕩引起。如圖1所示。共模電流包含連線(xiàn)到接地面的位移電流，同時(shí)，由于開(kāi)關(guān)器件端子上的dv/dt是最大的，所以開(kāi)關(guān)器件與散熱片之間的雜散電容也將產(chǎn)生共模電流。圖2給出了這種新型共模噪聲抑制電路所依據的本質(zhì)概念。開(kāi)關(guān)器件的dv/dt通過(guò)外殼和散熱片之間的寄生電容對地形成噪聲電流。抑制電路通過(guò)檢測器件的dv/dt，并把它反相，然后加到一個(gè)補償電容上面，從而形成補償電流對噪聲電流的抵消。即補償電流與噪聲電流等幅但相位相差180°，并且也流入接地層。根據基爾霍夫電流定律，這兩股電流在接地點(diǎn)匯流為零，于是50ω的阻抗平衡網(wǎng)絡(luò )(lisn)電阻(接測量接收機的bnc端口)上的共模噪聲電壓被大大減弱了。

　　2 基于補償原理的共模干擾抑制技術(shù)在開(kāi)關(guān)電源中的應用

　　本文以單端反激電路為例，介紹基于補償原理的共模干擾抑制技術(shù)在功率變換器中的應用。圖3給出了典型單端反激變換器的拓撲結構，并加入了新的共模噪聲抑制電路。如圖3所示，從開(kāi)關(guān)器件過(guò)來(lái)的dv/dt所導致的寄生電流ipara注入接地層，附加抑制電路產(chǎn)生的反相噪聲補償電流icomp也同時(shí)注入接地層。理想的狀況就是這兩股電流相加為零，從而大大減少了流向lisn電阻的共模電流。利用現有電路中的電源變壓器磁芯，在原繞組結構上再增加一個(gè)附加繞組nc。由于該繞組只需流過(guò)由補償電容ccomp產(chǎn)生的反向噪聲電流，所以它的線(xiàn)徑相對原副方的np及ns繞組顯得很小(由實(shí)際裝置的設計考慮決定)。附加電路中的補償電容ccomp主要是用來(lái)產(chǎn)生和由寄生電容cpara引起的寄生噪聲電流反相的補償電流。ccomp的大小由cpara和繞組匝比np∶nc決定。如果np∶nc=1，則ccomp的電容值取得和cpara相當;若np∶nc≠1，則ccomp的取值要滿(mǎn)足icomp=cpara·dv/dt。

　　此外，還可以通過(guò)改造諸如buck，half-bridge等dc/dc變換器中的電感或變壓器，從而形成無(wú)源補償電路，實(shí)現噪聲的抑制，如圖4，圖5所示。

　　3 實(shí)驗及結果

　　實(shí)驗采用了一臺5kw/50hz艇用逆變器的單端反激輔助電源作為實(shí)驗平臺。交流調壓器的輸出經(jīng)過(guò)lisn送入整流橋，整流后的直流輸出作為反激電路的輸入。多點(diǎn)測得開(kāi)關(guān)管集電極對實(shí)驗地(機殼)的寄生電容大約為80pf，鑒于實(shí)驗室現有的電容元件，取用了一個(gè)100pf，耐壓1kv的瓷片電容作為補償電容。一接地鋁板作為實(shí)驗桌面，lisn及待測反激電源的外殼均良好接地。圖6是補償繞組電壓和原方繞組電壓波形。補償繞組精確的反相重現了原方繞組的波形。圖7是流過(guò)補償電容的電流和開(kāi)關(guān)管散熱器對地寄生電流的波形。從圖7可以看出，補償電流和寄生電流波形相位相差180°，在一些波形尖刺方面也較好地吻合。但是，由于開(kāi)關(guān)管的金屬外殼為集電極且與散熱器相通，散熱器形狀的不規則導致了開(kāi)關(guān)管寄生電容測量的不確定性。由圖7可見(jiàn)，補償電流的幅值大于實(shí)際寄生電流，說(shuō)明補償電容的取值與寄生電容的逼近程度不夠好，取值略偏大。圖8給出了補償電路加入前后，流入lisn接地線(xiàn)的共模電流波形比較。經(jīng)過(guò)共模抑制電路的電流平衡后，共模電流的尖峰得到了很好的抑制，實(shí)驗數據表明，最大的抑制量大約有14ma左右。

　　圖9是用agilente4402b頻譜分析儀測得的共模電流的頻譜波形?？梢?jiàn)100khz到2mhz的頻率范圍內的cm噪聲得到了較好的抑制。但是，在3mhz左右出現了一個(gè)幅值突起，之后的高頻段也未見(jiàn)明顯的衰減，這說(shuō)明在高頻條件下，電路的分布參數成了噪聲耦合主要的影響因素，補償電路帶來(lái)的高頻振蕩也部分增加了共模emi噪聲的高頻成份。但從濾波器設計的角度來(lái)看，這并不太多影響由于降低了低次諧波噪聲而節省的設備開(kāi)支。若是能較精確地調節補償電容，使其盡可能接近寄生電容cpara的值，那么抑制的效果會(huì )在此基礎上有所改善。

　　4 此技術(shù)的局限性

　　圖10中的(a)，(b)，(c)，(d)給出了噪聲抑制電路無(wú)法起到正常效用時(shí)的電壓、電流的波形仿真情況。這里主要包含了兩種情況：