減小D類(lèi)放大器的EMI

此類(lèi)D類(lèi)放大器對輸出濾波器的要求，不同于具有傳統差分輸入和互補PWM輸出的放大器。與PWM相比，MAX9704調制方案的輸出往往含有較高的共模信號，設計輸出濾波器時(shí)需要考慮這點(diǎn)。正如后面的實(shí)例所示，傳統差分濾波器拓撲結構的效果往往不太理想。

圖3a給出了傳統的PWM型D類(lèi)輸出LC濾波器，及其理想值。為簡(jiǎn)單起見(jiàn)，可假設揚聲器負載具有理想的8電阻，并且忽略電感的直流阻抗。通過(guò)一些簡(jiǎn)單的SPICE仿真便可得出問(wèn)題所在。圖3b給出了圖3a中濾波器對差分輸入信號的頻率響應。給出了兩個(gè)輸出結點(diǎn)(FILT1，FILT2)相對于GND的響應曲線(xiàn)。圖中給出的器件值在30kHz的頻率以上具有理想的二階滾降，以及理想的瞬態(tài)。音頻帶內群延遲特性在4μs內保持平坦。

圖3.(a)傳統的差模無(wú)源LC濾波器，(b)對于差分輸入信號的頻響，(c)共模信號頻響。

圖3c給出了共模輸入時(shí)同一濾波器的輸出。同樣，兩個(gè)輸出的響應曲線(xiàn)均相對于GND。輸出結果(Y軸偏移)具有很大的尖峰，并具有明顯的欠阻尼。結合共模信號下濾波器的等效電路(圖4)，就很容易理解為什么會(huì )出現這一結果。由于仿真時(shí)采用理想匹配的電感和電容器，因此阻性負載上差分信號為零，因此不會(huì )LC元件不會(huì )出現任何衰減。L1與C1諧振(L2與C3同理)產(chǎn)生峰值。在時(shí)域內(圖中未顯示)，這種情況將會(huì )出現較大的過(guò)沖和振蕩。注意，輸入共模信號時(shí)，C2將引入一個(gè)零點(diǎn)。因此濾波器的截止頻率(此時(shí)稱(chēng)作諧振頻率可能更加準確)將高于差分輸入時(shí)的截止頻率。

圖4.共模輸入下，圖3a中傳統LC濾波器的等效電路

這時(shí)你或許會(huì )問(wèn)，這樣會(huì )有問(wèn)題么？如果該頻率下輸出頻譜共模能量為零，那么便沒(méi)什么問(wèn)題。然而，如果峰值頻率與D類(lèi)放大器開(kāi)關(guān)頻率正好相等，則揚聲器和連線(xiàn)上將出現較大的輸出電壓幅度。同時(shí)，MAX9704的擴展頻譜調制(SSM)模式將使欠阻尼濾波器在音頻頻帶以上引入相當的噪聲。擴展頻譜模式是引腳可選的，此時(shí)高頻開(kāi)關(guān)能量為“白噪聲”，可以通過(guò)逐周期隨機調整開(kāi)關(guān)時(shí)間降低噪聲幅度。這種擴展頻譜方案簡(jiǎn)化了無(wú)濾波應用中的 EMI兼容性設計。

欠阻尼共模響應問(wèn)題

針對上述共模問(wèn)題的解決方案之一是保留圖3a的基本結構，但增加抑制高諧振共模信號的阻尼元件。圖5a給出了在兩個(gè)輸出節點(diǎn)和GND之間串聯(lián)RC元件。如果應用中對效率的要求不是很高，可以在輸出節點(diǎn)和GND之間僅連接一個(gè)電阻，但電容器C4和C5將有助于降低R1和R2上的額外功率損耗。

C4和C5的值應權衡選?。阂环矫嬖龃驝4與C5值有助于R1和R2衰減尖峰，另一方面應減小C4和C5降低高音音頻(高達20kHz)下的損耗。如果共模截止頻率遠大于差模頻率，則很容易進(jìn)行選擇，例如只需增加C2相對于C1和C3的比率既可實(shí)現。增加共模截止頻率，則可減小C4和C5的值，同時(shí)增大 R1和R2的值，這樣將降低R1和R2上的音頻損耗。若共模截止頻率太高，則電纜上的共模成分就會(huì )過(guò)多，因此，必須合理選擇差分和共模的-3dB頻點(diǎn)的比率。本案例的濾波器采用了1:5的比率。

圖5.在傳統LC濾波器的每個(gè)輸出端增加一個(gè)RC網(wǎng)絡(luò )(a)，可以改進(jìn)差分信號的頻響(b)和共模信號的頻響(c)。

圖5b為圖5a濾波器對差分輸入的響應，圖5c為共模輸入的響應。注意：圖5c中共模截止頻率較高(-3dB帶寬約為110kHz，差分輸入為28kHz)，帶有平緩且合理控制的尖峰。該截止頻率遠高于最高音頻(也低于D類(lèi)開(kāi)關(guān)頻率基波)，因此具有較好的效果。