誤差放大器的自激振蕩及解決方法

　　目前隨著(zhù)開(kāi)關(guān)電源的廣泛應用， 控制IC 作為開(kāi)關(guān)電源的心臟在其中扮演著(zhù)重要角色。開(kāi)關(guān)電源的控制IC 一般都會(huì )包含一個(gè)誤差放大器，用來(lái)將輸出電壓的偏移等進(jìn)行放大以控制主開(kāi)關(guān)電路的動(dòng)作，實(shí)現穩壓輸出。這個(gè)誤差放大器本身是一個(gè)運算放大器，在實(shí)際使用中會(huì )加入負反饋，而由于外部元件及PCB 等因素的影響，誤差放大器有時(shí)會(huì )產(chǎn)生自激振蕩，使開(kāi)關(guān)電源不能正常工作。筆者分析了誤差放大器加入負反饋時(shí)產(chǎn)生自激振蕩的原理，并以UC3875 控制IC 為例設計了外部補償電路，并進(jìn)行了實(shí)驗驗證。

　　1 誤差放大器產(chǎn)生自激振蕩的原理

　　1.1 自激振蕩產(chǎn)生的原因

　　加入負反饋后誤差放大器的閉環(huán)增益G 的表達式為：

　　其中A 為開(kāi)環(huán)增益，F 為反饋系數，AF 為環(huán)路增益。

　　由上式可知：當1+FA 趨近于0 時(shí)， |G| =∞。這說(shuō)明即使無(wú)信號輸入也會(huì )有波形輸出，于是就產(chǎn)生了自激振蕩。

　　放大器的增益和相位偏移會(huì )隨頻率而變化。當頻率變高或變低時(shí)，輸出信號和反饋信號會(huì )產(chǎn)生附加相移。如果附加相移達到±180°，則此時(shí)反饋信號與輸入信號同相，負反饋就變成正反饋。反饋信號加強，當反饋信號大于凈輸入信號時(shí)，即使去掉輸入信號也有信號輸出，于是就產(chǎn)生了自激振蕩。

　　即：

　　一個(gè)實(shí)際的運算放大器， 內部存在著(zhù)許多天然極點(diǎn)，他們造成的附加相移會(huì )使輸出的相位偏移超過(guò)-180°， 當使用負反饋時(shí)會(huì )使放大器產(chǎn)生自激振蕩。因此運算放大器大多都有補償端口或為了使用方便直接在內部進(jìn)行了補償，這些經(jīng)過(guò)內部補償的運算放大器一般會(huì )補償到在增益0 dB 以上只有一個(gè)極點(diǎn)，單獨使用時(shí)即使將其用作單位增益放大器也不會(huì )自激振蕩。

　　1.2 負反饋放大電路穩定性的判定

　　判斷自激振蕩的方法首先是看其是否滿(mǎn)足相位條件，只有滿(mǎn)足相位條件才有可能產(chǎn)生自激振蕩。即如果當附加相移φ=±180°時(shí)，環(huán)路增益|FA |≥1，那么電路就會(huì )產(chǎn)生自激振蕩。

　　相反，如果當φ=±180°時(shí)，環(huán)路增益|FA| ＜1，那么電路就不會(huì )產(chǎn)生自激振蕩。

　　2 UC3875 誤差放大電路

　　2.1 UC3875 誤差放大電路結構

　　UC3875 是TI 公司生產(chǎn)的一款移相全橋軟開(kāi)關(guān)控制器，廣泛應用于ZVS 和ZCS 拓撲結構的大功率開(kāi)關(guān)電源當中。它內部包含一個(gè)誤差放大器，該誤差放大器輸出端的輸出電壓與斜坡發(fā)生器的輸出電壓進(jìn)行比較從而產(chǎn)生移相信號。它的AB 和CD 兩組輸出可以分別設定死區時(shí)間，非常適合應用于全橋諧振開(kāi)關(guān)電源。本文中所用UC3875 的誤差放大器部分電路接法如圖1 所示。

　　誤差放大器的正相輸入端接參考電壓，輸出端通過(guò)一個(gè)150 kΩ 電阻反饋到反向輸入端，反相輸入端通過(guò)一個(gè)470 kΩ電阻與輸出電壓采樣電路相連。

　　當對開(kāi)關(guān)電源進(jìn)行調試時(shí)測量其輸出，發(fā)現輸出非常不穩定。而后用示波器對UC3875 的控制輸出端OUTA 與OUTC 進(jìn)行觀(guān)察，如圖2，發(fā)現輸出的移相信號產(chǎn)生了大幅度抖動(dòng)，致使開(kāi)關(guān)電源輸出變得不穩定。隨后在對誤差放大器的輸出進(jìn)行觀(guān)察時(shí)發(fā)現誤差放大器產(chǎn)生了振蕩，在輸出端產(chǎn)生了一個(gè)不太穩定的正弦信號（圖3）。由于誤差放大器的輸出與斜坡發(fā)生器的輸出電壓比較之后產(chǎn)生移相控制信號，因此UC3875 的輸出控制信號會(huì )產(chǎn)生大幅抖動(dòng)。

　　2.2 UC3875 誤差放大器振蕩現象的分析

　　根據UC3875 的數據表可知其典型帶寬與開(kāi)環(huán)增益分別為11 MHz、90 dB。大多數控制IC 的誤差放大器已經(jīng)過(guò)內部相位補償，且補償到即使閉環(huán)增益為0 dB（此時(shí)反饋量最大）時(shí)也不會(huì )發(fā)生振蕩。但是在實(shí)際使用中，由于外部元件等因素的影響， 有可能產(chǎn)生新的極點(diǎn)， 使電路附加相移超過(guò)-180°，從而發(fā)生振蕩。

　　根據之前觀(guān)察到的誤差放大器輸出端自激振蕩波形可知其振蕩頻率大概在50 kHz 附近， 則此頻率時(shí)附加相位φ≥-180°，且其開(kāi)環(huán)增益要大于0 dB。根據這些條件可估算出外部電路產(chǎn)生的極點(diǎn)頻率應該在5 kHz 附近，將其加入到誤差放大器的增益與相位的頻率特性簡(jiǎn)圖中得到圖4。其中P1 為內部補償時(shí)設置的極點(diǎn)，P2 為外部電路產(chǎn)生的極點(diǎn)（圖中用實(shí)線(xiàn)表示增益，虛線(xiàn)表示相位，圖6 同）。

　　2.3 外部補償網(wǎng)絡(luò )的設計

　　由于零點(diǎn)能產(chǎn)生超前相移， 可抵消極點(diǎn)產(chǎn)生的滯后相移。因此如果在電路中加入補償網(wǎng)絡(luò )，設置一個(gè)零點(diǎn)將能夠抵消外部電路產(chǎn)生的極點(diǎn)，從而抑制放大器的自激振蕩。由于誤差放大器沒(méi)有設置補償端口，因此補償網(wǎng)絡(luò )需要設置在外部。如圖5 所示，在反饋電阻Rf兩端并聯(lián)一個(gè)電容Cf，由此可產(chǎn)生一個(gè)零點(diǎn)。通過(guò)恰當設置此零點(diǎn)的頻率就可抵消新極點(diǎn)產(chǎn)生的附加相移，使總的相移不超過(guò)-180°。因為所估算的外部極點(diǎn)頻率為5 kHz，所以零點(diǎn)頻率就要設置在5 kHz 附近。

　　根據公式：

　　將fz=5 kHz 帶入，可得Cf=212 pF。

　　選擇Cf為220 pF 即可。由于在電路中放入電容Cf，因此將產(chǎn)生一個(gè)新的極點(diǎn)，它的頻率為：

　　將數值帶入上式可得新的極點(diǎn)頻率為1.5 MHz， 這相當于將外部極點(diǎn)P2 移動(dòng)到了如圖7 所示的P2′的位置。

　　由圖6 可以看出盡管在增益0 dB 以上存在兩個(gè)極點(diǎn)，但是當增益降為0 dB 時(shí)，相移依然沒(méi)有超過(guò)-180°，所以自激振蕩條件就被破壞，電路不會(huì )產(chǎn)生自激振蕩。同時(shí)從圖上可以看到，使用這種方法時(shí)放大器的帶寬損失很小。但是根據式（3）可以看出，新極點(diǎn)的頻率與放大器的增益有關(guān)，如果放大器增益過(guò)小，則會(huì )因為極點(diǎn)向高頻率移動(dòng)距離太小而大大影響到補償的效果。特別地當作為電壓跟隨器使用時(shí)（此時(shí)放大器輸出與反相輸入端直接相連，反饋電阻為零），新極點(diǎn)的頻率不會(huì )向高頻移動(dòng)，則此電路就會(huì )完全沒(méi)有效果。由于各種因素的影響以及估算的誤差，實(shí)際的特性曲線(xiàn)會(huì )與理論有一些差距，因此所設置的零點(diǎn)還需要通過(guò)實(shí)驗來(lái)進(jìn)行調整（后面的實(shí)驗也證實(shí)了這一點(diǎn)）。

　　3 外部補償網(wǎng)絡(luò )的實(shí)驗驗證

　　實(shí)驗電路的連接依照圖5 所示， 分別將容值為22 pF，100 pF，220 pF 的Cf接入電路中， 并觀(guān)察UC3875 的控制輸出波形。如圖7 所示為使用22 pF 電容時(shí)的波形。此電路中由于所設置零點(diǎn)在極點(diǎn)之后距離較遠的地方，波形抖動(dòng)有一些減弱，但是其抖動(dòng)幅度依然很大。

　　圖8 為使用100 pF 電容時(shí)的波形，可以看到其抖動(dòng)幅度大幅減小。此時(shí)電路中所設置的零點(diǎn)頻率比較靠近極點(diǎn)位置，已經(jīng)體現出振蕩抑制的效果，但輸出的振蕩幅度仍很明顯。