業(yè)界廣泛使用的LLC原理與設計
要了解LLC,就要先了解軟開(kāi)關(guān)。對于普通的拓撲而言,在開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)時(shí),MOSFET的D-S間的電壓與電流產(chǎn)生交疊,因此產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗。如圖所示。
為了減小開(kāi)關(guān)時(shí)的交疊,人們提出了零電流開(kāi)關(guān)(ZCS)和零電壓開(kāi)關(guān)(ZVS)兩種軟開(kāi)關(guān)的方法。對于ZCS:使開(kāi)關(guān)管的電流在開(kāi)通時(shí)保持在零,在關(guān)斷前使電流降到零。對于ZVS:使開(kāi)關(guān)管的電壓在開(kāi)通前降到零,在關(guān)斷時(shí)保持為零。
最早的軟開(kāi)關(guān)技術(shù)是采用有損緩沖電路來(lái)實(shí)現。從能量的角度來(lái)看,它是將開(kāi)關(guān)損耗轉移到緩沖電路中消耗掉,從而改善開(kāi)關(guān)管的工作條件。這種方法對變換器的效率沒(méi)有提高,甚至會(huì )使效率降低。目前所研究的軟開(kāi)關(guān)技術(shù)不再采用有損緩沖電路,這種技術(shù)真正減小了開(kāi)關(guān)損耗,而不是損耗的轉移,這就是諧振技術(shù)。而諧振變換器又分為全諧振變換器,準諧振變換器,零開(kāi)關(guān)PWM變換器和零轉換PWM變換器。全諧振變換器的諧振元件一直諧振工作,而準諧振變換器的諧振元件只參與能量變換的某一個(gè)階段,不是全程參與。零開(kāi)關(guān)PWM變換器是在準諧振的基礎上加入一個(gè)輔助開(kāi)關(guān)管,來(lái)控制諧振元件的諧振過(guò)程。零轉換PWM變換器的輔助諧振電路只是在開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)時(shí)工作一段時(shí)間,其它時(shí)間則停止工作。
全諧振變換器主要由開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò )和諧振槽路組成,它使得流過(guò)開(kāi)關(guān)管的電流變?yōu)檎叶皇欠讲?,然后設法使開(kāi)關(guān)管在某一時(shí)刻導通,實(shí)現零電壓或零電流開(kāi)關(guān)。
對于LLC而言,通常讓開(kāi)關(guān)管在電流為負時(shí)導通。在導通前,電流從開(kāi)關(guān)管的體內二極管流過(guò),開(kāi)關(guān)管D-S之間電壓被箝位在0V(忽略二極管壓降),此時(shí)開(kāi)通二極管,可以實(shí)現零電壓開(kāi)通;在關(guān)斷前,由于D-S間的電容電壓為0v而且不能突變,因此也近似于零電壓關(guān)斷。
從上面的分析可以看出,要實(shí)現零電壓開(kāi)關(guān),開(kāi)關(guān)管的電壓必須滯后于電流。因此必須使諧振槽路始終工作在感性狀態(tài)。
對于LLC,其變壓器可以等效為激磁電感與理想變壓器的并聯(lián)。當工作在重載的情況下的時(shí)候,由漏感,諧振電容和負載構成串聯(lián)諧振回路。
諧振頻率為:
當LLC工作在空載的時(shí)候,由漏感,激磁電感和諧振電容構成串聯(lián)諧振回路。
諧振頻率為:
從上面我們可以看到在空載時(shí)的諧振頻率要低于帶載時(shí)的諧振頻率。從其本質(zhì)上看,LLC電路實(shí)際上就是有兩個(gè)諧振點(diǎn)的串聯(lián)諧振電路。
對于諧振電路而言,要使其呈現感性狀態(tài),必須使外加激勵的頻率高于諧振頻率。因此對于LLC,其最小開(kāi)關(guān)頻率不能低于fR2. 從開(kāi)關(guān)頻率與諧振頻率的關(guān)系來(lái)看,LLC的工作狀態(tài)分為fs=fR1, fs>fR1,fR2fsfR1三種工作狀態(tài)。
首先我們來(lái)看一下當fs=fR1時(shí)的情況,此時(shí)LLC工作在完全諧振狀態(tài)。下面是當fs=fR1時(shí)的工作波形。
在t0時(shí)刻前。上管Q1關(guān)斷,下管Q2導通。諧振電流通過(guò)Q2流通,變壓器向副邊傳遞能量,副邊二極管D2導通向負載提供能量。變壓器原邊被副邊電壓箝位,激磁電流線(xiàn)性上升。
由于fs=fR1,在t1時(shí)刻正好完成半個(gè)周期的諧振,諧振電流與激磁電流剛好相等。變壓器副邊無(wú)電流,二極管D2自然關(guān)斷,實(shí)現ZCS。在死區時(shí)間t0-t1時(shí)段內,激磁電流給Q1,Q2的輸出電容Coss1和Coss2充電,當Coss1兩端的電壓為0V時(shí),Q1的體二極管導通,電流通過(guò)體二極管流通,在t1時(shí)刻讓Q1導通,便可實(shí)現Q1的ZVS。
當Q1導通后,諧振電流通過(guò)Q1反向流通,諧振電流大于激磁電流,副邊二極管D1導通向負載提供能量。
隨著(zhù)諧振電流逐漸增大,到t2時(shí)刻,諧振電流為正,順向流過(guò)Q1,直至Q1關(guān)斷。
t3-t4為死區時(shí)間,過(guò)程與t0-t1時(shí)段相同。隨后下管Q2開(kāi)通,開(kāi)始另一半周的工作,其過(guò)程與Q1導通期間的過(guò)程相同。從上面的波形可以看到,當fs=fR1的時(shí)候,原邊電流波形為正弦波,Q1,Q2都是ZVS,副邊二極管D1,D2都是ZCS。
好久沒(méi)更新了,接下來(lái)我們講一下在fs>fR1時(shí)的工作情況。當fs=fR1,fs>fR1時(shí),勵磁電感不參與諧振,其特性就是一個(gè)串聯(lián)諧振的特性。
在t0時(shí)刻前,Q1關(guān)斷,Q2導通,諧振電流通過(guò)變壓器耦合到副邊,副邊二極管D1關(guān)斷,D2導通,向負載傳遞能量。變壓器兩端的電壓被輸出箝位,勵磁電流線(xiàn)性增大。
到t0時(shí)刻,下管Q2關(guān)斷。原邊諧振電流向Coss1和Coss2充電,使Q1兩端電壓在死區結束前能降到0。由于fs>fR1,此時(shí)諧振電流大于勵磁電流。因此諧振電流迅速減小到勵磁電流。在諧振電流減小到勵磁電流前,變壓器副邊仍有電流流動(dòng),變壓器原邊仍被箝位,因此諧振電流的下降斜率為(Vc-n.Vo)/Lr, Vc為諧振電容上的電壓。副邊整流二極管D2上的電流逐漸減小,當協(xié)整電流等于勵磁電流的時(shí)候,D2的電流減小到0,實(shí)現ZCS.
在t1時(shí)刻前,Q1兩端的電壓為零,勵磁電流通過(guò)Q1的體二極管流通。此時(shí)使Q1開(kāi)通,Q1便是ZVS。Q1導通后,Ls,Cr開(kāi)始另一半周的諧振。副邊二極管D1導通。
在t2時(shí)刻,諧振電流反向。直至t3時(shí)刻Q1關(guān)斷,開(kāi)始另一半周的工作,其工作過(guò)程與t0-t3相同。
由上面的分析和波形可以看出,當fs>fR1時(shí),LLC原邊實(shí)現ZVS,副邊實(shí)現ZCS,副邊二極管工作在電流斷續的狀態(tài)。
我們再來(lái)看一下當fR2fsfR1時(shí)候的情況。當fR2fsfR1時(shí),開(kāi)關(guān)周期長(cháng)于諧振周期,原邊激磁電感將參與工作。這種工作狀態(tài),也正是LLC與傳統的串聯(lián)諧振電路的區別所在。
在t0時(shí)刻,上管Q1導通,下管關(guān)斷。Ls與Cr諧振,諧振電流反向流過(guò)Q1,副邊二極管D1導通,向負載提供能量。變壓器原邊被輸出箝位,勵磁電流線(xiàn)性增大。
在t1時(shí)刻,諧振電流反向,正向通過(guò)Q1。
由于fsfR1,開(kāi)關(guān)周期長(cháng)于諧振周期。因此到t2時(shí)刻,諧振電流與諧振電流相等。副邊二極管電流降為0,自然關(guān)斷。此后,Ls,Cr與原邊激磁電感Lp構成諧振,由于諧振頻率很低,t2-t3的時(shí)間遠小于開(kāi)關(guān)周期,因此電流近似為線(xiàn)性變化。
在t3時(shí)刻,Q1關(guān)斷。原邊電流向Coss2充電,使下管Q2能實(shí)現零電壓開(kāi)通。
t4時(shí)刻,Q2導通,開(kāi)始另一半周的工作。其過(guò)程與t0-t4相同。
對于LLC的參數設計,主要是確定:1,所希望的特性,輕載和滿(mǎn)載的特性,取決于K和Q;2,工作點(diǎn),開(kāi)關(guān)頻率是高于諧振頻率還是低于諧振頻率,主要取決于變壓器的匝比;3,確定參數,漏感和勵磁電感的大小,諧振電容的容值。
從前面的分析我們可以看到,LLC變換器最關(guān)鍵的LLC諧振槽路的設計。對于半橋網(wǎng)絡(luò ),只提供一個(gè)頻率可變,50%占空比的方波激勵。對于理想變壓器和輸出整流網(wǎng)絡(luò ),其增益是固定不變的。因此為了更好的研究LLC諧振槽路的特性及設計,我們需要簡(jiǎn)化LLC諧振槽路的輸入輸出模型。對于諧振槽路,起主導作用的是激勵的基波成分。因此我們用基波等效(FHA)來(lái)等效輸入模型。
上面是一個(gè)LLC的電路,我們可以等效為如下的等效電路。
對于諧振槽路的輸入端,也就是Q1,Q2連接點(diǎn),我們通常稱(chēng)為半橋中點(diǎn),其電壓波形為一個(gè)幅值為Vdc的方波,
經(jīng)過(guò)傅里葉分解,我們可以得到它的基波為:
其有效值為
由于變壓器副邊繞組的電流為正弦波,對于全橋整流電路,
此分析同樣適用于全波整流,因此
得到輸入輸出的等效后,我們可以計算諧振槽路的增益。
從歸一化的增益公式,我們可以看到,影響LLC增益的因素有fn,k,Q. 對于fn,通常我們希望它穩態(tài)時(shí)為1。所以我們先來(lái)討論下k的影響。我們可以改變k的數值,得到不同的Q值曲線(xiàn)圖。
從上面不同的Q值曲線(xiàn)上,我們可以看到,k值越小,Q值曲線(xiàn)越陡峭,要獲取相同增益時(shí),頻率變化越小。
那么K值是不是越小越好呢?答案是K值并不是越小越好。K值越小,意味著(zhù)相對于相同的Lr, 勵磁電感Lm要越小,開(kāi)關(guān)管的損耗會(huì )增大。所以通常情況下,我們把K值取在3-7之間。
當我們確定K值后,就可以得到一組Q值曲線(xiàn)。我們如何去理解這個(gè)Q值曲線(xiàn)呢?當我們的輸入和輸出電壓固定的時(shí)候,并且變壓器變比固定的時(shí)候,根據上面的公式,我們是可以得到一個(gè)固定的我們所需要的諧振槽路的增益M。當對應于某一個(gè)輸入電壓時(shí),我們需要諧振槽路提供的增益為Mx.我們可以在Q值曲線(xiàn)上畫(huà)一條Mx的直線(xiàn),Mx這條直線(xiàn)和Q值曲線(xiàn)相交的點(diǎn),就是LLC在不同負載下的工作點(diǎn)。
從圖上我們可以看到,當負載增大時(shí),Q值也增大,Q值曲線(xiàn)左移,Q值曲線(xiàn)與Mx相交點(diǎn)的頻率是降低的。因此我們可以看到當負載增加的時(shí)候,LLC的工作頻率是減小的。從物理意義上來(lái)講,當負載阻抗Rac減小的時(shí)候,Lr與Cr構成的串聯(lián)諧振回路上的阻抗也要減小,以維持Rac上得到的分壓不變。只有通過(guò)降低頻率才能使Lr和Cr構成的串聯(lián)阻抗減小。因此,當負載加重時(shí),LLC的開(kāi)關(guān)頻率是減小的;當負載減輕的時(shí)候,LLC的開(kāi)關(guān)頻率是增大的。
從上面的分析我們可以看到,當輸入輸出電壓,負載以及變壓器變比確定的時(shí)候,LLC的開(kāi)關(guān)頻率就確定了,也就是LLC的工作點(diǎn)是確定的了。那么我們如何去調整這個(gè)工作點(diǎn)呢?
從上面的分析可以看出,LLC的工作點(diǎn)與增益有關(guān)。當諧振參數確定后,唯一能改變增益的就是變壓器的變比。因此要改變LLC的開(kāi)關(guān)頻率,只有通過(guò)改變變壓器的匝比來(lái)實(shí)現。
對于LLC,還有一個(gè)很重要的參數就是Q值。我們來(lái)看一下熟悉的Q值曲線(xiàn),從曲線(xiàn)上我們可以看到,Q值越小,Q值曲線(xiàn)越陡峭,Q值曲線(xiàn)的右側為ZVS區域。因此我們可以找到Q值取值的最大值Qmax,它為L(cháng)LC最大的直流增益Mmax與Q值曲線(xiàn)相交的最大值,這一點(diǎn)是保證在Mmax下,也就是對應最小頻率下能實(shí)現ZVS的臨界條件。如果選擇的Q值大于Qmax, LLC將會(huì )進(jìn)入ZCS區域。
可以通過(guò)對LLC諧振槽路的等效阻抗推導出Qmax.
在設計中,為了留有一定的裕量,我們通常取Q值為Qmax的90%-95%。
不管在哪個(gè)頻率段,副邊二極管始終是ZCS。對于單個(gè)次級二極管而言,電流始終是斷續的。不知道你為什么覺(jué)得是0.5fr1? 0.5fr1也不一定就大于fr2,這要看Lm和Lr的比例。
對于死區時(shí)間,是llc的一個(gè)重要參數。它跟勵磁電流,MOSFET的輸出電容和線(xiàn)路寄生電容有關(guān)。要使llc實(shí)現軟開(kāi)關(guān),就要使得在死區時(shí)間內,勵磁電流能抽走或者充滿(mǎn)MOSFET的輸出電容和線(xiàn)路上的寄生電容,才能使得LLC的MOSFET的D-S兩端電壓能達到0v。但是如果死區時(shí)間太大的話(huà),會(huì )使得半橋的電壓利用率降低,使得原邊電流增大,不利于提高效率。所以要選擇合適的死區時(shí)間。不過(guò)由于LLC變壓器的勵磁電感比較小,勵磁電流比較大,死區時(shí)間比較小。對于OCL,不知道你指的是什么。負載電流的平均值是由負載決定的,但有效值是隨波形變化的。在開(kāi)關(guān)頻率高于諧振頻率時(shí),由于原邊電流連續,副邊電流相對比較平緩,有效值較低,效率相對會(huì )比較高點(diǎn)。
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