可變帶寬OTA—C連續時(shí)間低通濾波器設計

實(shí)現了一種全集成可變帶寬中頻寬帶低通濾波器，討論分析了跨導放大器-電容(OTA—C)連續時(shí)間型濾波器的結構、設計和具體實(shí)現，使用外部可編程電路對所設計濾波器帶寬進(jìn)行控制，并利用ADS軟件進(jìn)行電路設計和仿真驗證。仿真結果表明，該濾波器帶寬的可調范圍為1～26 MHz，阻帶抑制率大于35 dB，帶內波紋小于0．5 dB，采用1．8 V電源，TSMC 0．18μm CMOS工藝庫仿真，功耗小于21 mW，頻響曲線(xiàn)接近理想狀態(tài)。

0 引言

射頻接收機質(zhì)量被認為是影響整個(gè)系統成本和性能的主要因素。隨著(zhù)無(wú)線(xiàn)通信移動(dòng)終端朝著(zhù)小尺寸、低成本、低功耗方向發(fā)展，射頻前端系統中的集成濾波器設計顯得十分重要。其中，基于CMOS工藝的設計方案以其成本和功耗的優(yōu)勢，已成為有源濾波器設計選擇的主流方向。

跨導運算放大器(Operational Transconductance Amplifier)因其工作頻率高，電路結構簡(jiǎn)單，具有電控能力，便于集成等特點(diǎn)被廣泛用于有源濾波設計中。電壓功耗低的COMS跨導運算放大器，同時(shí)有熱穩定性能好，芯片面積小，便于集成等優(yōu)點(diǎn)。由OTA及電容C構成的OTA—C濾波器，僅含電容，不含電阻以及其他無(wú)源元件，有較低的功耗和較高的應用頻率，被普遍應用于高頻集成電路領(lǐng)域。

從總體上看，國內的模擬濾波器研究成果較少且工藝陳舊；從帶寬上來(lái)看，低中頻結構接收器中高帶寬的應用比較少。本文采用CMOS工藝實(shí)現了一個(gè)應用于片上全集成接收機中頻寬帶低通濾波器。

1 濾波器電路設計

梯形結構電路的元件參數靈敏度低，實(shí)現時(shí)不用考慮傳輸函數零極點(diǎn)的配對，設計方便，在寬帶濾波器設計中有一定的優(yōu)越性。跳耦結構電路具有較小的寄生敏感度和較大的動(dòng)態(tài)范圍。本文低通濾波器設計采用信號流程圖方式實(shí)現梯形跳耦結構。

本文考慮到無(wú)源LC濾波電路有優(yōu)良的靈敏度特性，并且LC電路設計理論非常成熟。所以本文采用LC梯形電路法設計電路。首先根據濾波器指標參數，查表得LC梯形濾波器電路和參數，后對此電路做狀態(tài)變量分析，寫(xiě)出其電路電壓方程，依據狀態(tài)方程得出相應的信號流圖，然后應用跨導運放和電容實(shí)現型號流圖中的積分器，模擬狀態(tài)變量?？蓪?shí)現無(wú)源LC梯形濾波器到跨導-電容濾波器的模擬變化。查閱濾波器工具書(shū)得出，需要采用七階Butterworth低通濾波器。本文以-3 dB帶寬為26 MHz時(shí)，50 MHz幅頻曲線(xiàn)以-40 dB予以說(shuō)明。根據上述性能要求，查閱濾波器工具書(shū)得出，需要采用七階Butterworth低通濾波器，原型電路如圖1所示。

由圖2所示電路框圖，以電感上的電流及接地電容上的電壓為變量列出狀態(tài)方程，經(jīng)過(guò)方程變化，最后得到全電壓量狀態(tài)方程：

類(lèi)似式(1)、式(2)可以得V3～V7的狀態(tài)方程。圖3電路為最終實(shí)現電路。模擬電阻Ⅲ采用跨導Gm，實(shí)現負反饋運放等效代替，電路僅由跨導運放和電容元件來(lái)實(shí)現七階Butterworth濾波器，其中OTA跨導值的大小可以通過(guò)其偏置電流得到精確調節。

2 跨導單元設計

線(xiàn)性度和帶寬是跨導運算放大器設計考慮的兩個(gè)主要方面。帶寬的大小和跨導值成正比，但增大跨導值會(huì )使芯片功耗變大，對于相同的傳輸函數，增大跨導值時(shí)，電容值也需要相應的增大，從而增大了芯片面積。同時(shí)跨導值減小時(shí)，電容值也要減小，這對版圖匹配造成影響。

本文采用經(jīng)典的交叉耦合差動(dòng)式COMS跨導器，其I/V傳輸特性有理想的線(xiàn)性關(guān)系。圖4中，M1和M2偏置電流為I；M3和M4偏置電流為nI。電路設計中，M1～M4有相同的溝道長(cháng)度L，M3，M4的溝道寬度W=nL。設Y1=i1/I，Y2=i2/I，X=Vid/Vb，則輸出電流Io=i1+i2的歸一化表達式為：

可以看出，n值增大時(shí)，β值減小，式(4)中根號內的βX2項減小，跨導器線(xiàn)性度得到改善。n值越大，信號電流分量在M3，M4中所占比例越小，傳輸特性越接近理想狀態(tài)。

3 可編程電路設計

如圖5所示，OTA為跨導運算放大器，其跨導值可通過(guò)偏置電流(圖6所示電路)來(lái)調節。一般采用可變電阻完成，但傳統R-2R可變電阻結構需要大量的控制開(kāi)關(guān)，增加了電路面積，并產(chǎn)生開(kāi)關(guān)操作的功耗。本文采用一種新型微功耗硬件可編程變阻電路，如圖7所示，電路基于三態(tài)門(mén)概念，端口除高、低電平，用懸空狀態(tài)產(chǎn)生第三種狀態(tài)，實(shí)現了27級變阻電路，總電阻表示為：

式中：表示第m個(gè)三態(tài)輸入產(chǎn)生的第n個(gè)進(jìn)制狀態(tài)碼；Rm為第m個(gè)三態(tài)輸入驅動(dòng)的權電阻(m=1，2，3；n=1，2)。

可編程電阻(RDAC)的輸出偏置電流：

又知跨導：

可見(jiàn)，在電源電壓確定的情況下，OTA的跨導值與輸入數據Rx成平方根倒數關(guān)系，跨導值隨著(zhù)輸入數據的增大而減小。通過(guò)改寫(xiě)輸入數據RDAC的值，即可實(shí)現26種(全零狀態(tài)禁用)變化電阻，達到改變偏置電流，產(chǎn)生跨導值的變化，最終實(shí)現濾波器帶寬的調節。

4 仿真結果

上述電路，采用1．8 V電源，TSMC 0．18μmCMOS工藝庫仿真。圖8為該濾波器-3 dB帶寬26 MHz時(shí)仿真結果，該濾波器50 MHz帶阻抑制為-40．49 dB，帶內波紋小于0．5 dB，功耗約為21 mW，滿(mǎn)足設計要求。圖9為濾波器帶寬調節為14 MHz的頻響曲線(xiàn)。

5 結語(yǔ)

設計中，采用跨導運算放大器實(shí)現了一種可變帶寬低通濾波器，最高帶寬為26 MHz，阻帶抑制率大于35 dB，帶內波紋小于0．5 dB，在低中頻結構接收器中，該頻率相對較高。同時(shí)濾波器帶寬可由外部可編程電路調節變化，與普通模擬濾波器電路相比，本文設計電路具有電路簡(jiǎn)單，易于高集成，便于后期維護等優(yōu)點(diǎn)，是OTA電路設計的未來(lái)發(fā)展趨勢，有著(zhù)廣泛的應用前景。