同步升壓轉換器設計中MOSFET的選擇策略

在個(gè)人計算機應用領(lǐng)域，隨著(zhù)為核心DC-DC轉換器開(kāi)發(fā)的同步升壓轉換器的開(kāi)關(guān)頻率向著(zhù)1MHz-2MHz范圍轉移，MOSFET的損耗進(jìn)一步增加。鑒于大多數CPU需要更大的電流和更低的電壓，這種問(wèn)題被復雜化了。如果你考慮其它支配損耗機制的參數，如電源輸入電壓和門(mén)極電壓，我們就要處理更為復雜的現象。但是，這并不是問(wèn)題的全部，我們還會(huì )遇到可能造成損耗極大惡化并降低電源轉換效率(ξ)的二次效應。

這些二次效應包括擊穿損耗和因像電容和電感等效串聯(lián)電阻(ESR)、電路板電阻及電感、MOSFET封裝寄生電感所這樣的寄生電阻引起的損耗。其它二次損耗機制是MOSFET的電極電容之間的充電和放電，包括門(mén)極-源極間電容(Cgs)、米勒門(mén)極漏極電容(Cgd)和漏極-源極間電容(Cgs)。

隨著(zhù)頻率越來(lái)越高，因體二極管反向恢復造成的損耗會(huì )更為顯著(zhù)，必須加以考慮?，F在，很顯然選擇同步升壓轉換器的MOSFET不再是一項微不足道的練習，它需要可靠的方法來(lái)選擇最佳的組合，并結合對上述所有問(wèn)題的深入理解。本文將詳細地討論所有這些效應并將向您演示如何作出這種選擇。

傳導損耗：

由于電流流過(guò)MOSFET的Rdson會(huì )產(chǎn)生器件的電阻損耗，圖1所示的MOSFET的損耗M1和M2可以由下列兩個(gè)方程來(lái)計算：

其中：

PCHS =高側(HS) MOSFET傳導損耗；

PCLS=低側(LS) MOSFET傳導損耗；

Δ =占空周期 ≈ Vout/ Vin

Iload = 負載電流

Rdson = MOSFET開(kāi)電阻

Vin = 電源輸入電壓

Vout =輸出電壓

因為 Δ and Iload由應用來(lái)決定，Rdson必須選擇為盡可能地小。

圖1：簡(jiǎn)化的同步升壓轉換器顯示了MOSFET的寄生電感。

動(dòng)態(tài)損耗：

動(dòng)態(tài)損耗是由HS和LS MOSFET開(kāi)關(guān)造成的損耗，這些損耗可以通過(guò)下列兩個(gè)方程來(lái)計算：

其中:

PDHS = HS MOSFET動(dòng)態(tài)損耗；

PDLS = LS MOSFET動(dòng)態(tài)損耗；

tr = 上升時(shí)間；

tf = 下降時(shí)間；

fs = DC-DC 轉換器開(kāi)關(guān)頻率；

Vd = 體二極管開(kāi)電壓；

其它參數與上述參數一致。顯然，我們需要把MOSFET的上升和下降時(shí)間最小化。這兩個(gè)參數取決于于米勒電容，它通常由門(mén)極-漏極間電荷(Qgd)來(lái)表示，其中，Qgd越低，就會(huì )導致MOSFET的開(kāi)關(guān)速度越快。

LS MOSFET中的開(kāi)關(guān)損耗與傳導損耗相比寧可忽略不計， 因為Vin為12V而Vd大約為1V。

在這種情形下，對HS MOSFET我們必須選擇具有盡可能最低的Qgd。通過(guò)隔離Rdson做不到這一點(diǎn)，因為它們每一個(gè)都取決于裸片的面積。大多MOSFET制造商設計MOSFET器件時(shí)滿(mǎn)足了HS或LS MOSFET的要求，但是，實(shí)際上打擊了開(kāi)關(guān)速度和MOSFET開(kāi)電阻之間的折衷要求，即Qgd和低的Rdson。

圖2：HS MOSFET功率損耗，Z軸是X軸電流和Y軸開(kāi)關(guān)頻率的函數。

圖2所示為HS MOSFET的功率損耗。顯然，大電流和高頻率的組合會(huì )快速導致高損耗。對MOSFET的正確選擇是從根本上關(guān)注整體的高電源轉換效率(ζ)和高可靠性。

反向恢復損耗

另外一種損耗機制是因為體二極管恢復造成的損耗。這是由于HS MOSFET使“打開(kāi)”狀態(tài)進(jìn)入體二極管所致。體二極管要無(wú)限長(cháng)時(shí)間才能關(guān)閉，在這段時(shí)間HS MOSFET就會(huì )出現損耗。反向恢復損耗可以由下列方程計算：

其中：

Qrr=反向恢復電荷。

此外，這種損耗機制依賴(lài)于開(kāi)關(guān)頻率fs，因為它是某種形式的開(kāi)關(guān)損耗。盡管反向恢復因LS MOSFET體二極管所致，損耗卻發(fā)生在HS MOSFET中。

在此，對LS MOSFET的選擇準則是獲得盡可能最低的Qrr及合適的Rdson。

圖3：因反向恢復造成的功率損耗。

擊穿損耗：

當LS MOSFET由門(mén)極驅動(dòng)器關(guān)閉而HS MOSFET正被打開(kāi)時(shí)，就會(huì )遇到擊穿損耗。在轉換期間，門(mén)極-漏極間電容通過(guò)由Cgd和Rg//Cgs組成的潛在的分壓器把漏極電壓耦合到門(mén)極。如果這個(gè)耦合電壓大于門(mén)限電壓Vgth，那么，LS MOSFET將為打開(kāi)，從而產(chǎn)生一條流過(guò)HS和LS MOSFET的低阻的電流通路，最終造成過(guò)度損耗。支配相對于地的門(mén)極電壓的方程如下所示：

其中:

Vg (t) =門(mén)極電壓；

a = 漏極電壓的擺率；

Rg = 包括門(mén)極驅動(dòng)器的總門(mén)極電阻；

Cgs = 門(mén)極與源極之間的電容；

Cgd = 門(mén)極與漏極之間的電容；

顯然，Cgd越大，則耦合電壓越大。

圖4：擊穿。

取上述方程的極限為：

即無(wú)限大的擺率給出方程：

上述方程表達了無(wú)交叉傳導情況下的理論最壞情形。如果在最壞情形的參數范圍內—即最小Cgs、最大Cgd和最小Vgth—MOSFEI滿(mǎn)足這種條件，那么，在任何應用中都觀(guān)測不到交叉傳導。

圖5是一張示波器的圖形，其中，上部的蹤跡是LS MOSFET漏極電壓，下部的蹤跡是LS MOSFET的門(mén)極電壓。如果觀(guān)測到的LS MOSFET的門(mén)極電壓(綠色蹤跡)達到一個(gè)大于Vgth的電壓，那么，我們就可以觀(guān)測到擊穿和ζ的損耗。理想情況下，你需要峰值為幾百毫伏。下面的蹤跡是擊穿的典型指紋，讓我們能夠通過(guò)測量門(mén)極到源極之間的電壓來(lái)識別問(wèn)題。

圖5：識別擊穿。

門(mén)極電感的影響：

門(mén)極驅動(dòng)電路的電路版圖設計對于設置合適的MOSFET開(kāi)關(guān)頻率是極為重要的。圖6是Z軸上的門(mén)極電壓的、Y軸上的門(mén)極電感和X軸上的時(shí)間的三維表示。該圖顯示了門(mén)極引腳電容對波形的動(dòng)態(tài)影響。門(mén)極電壓振鈴可能造成不穩定的開(kāi)關(guān)，從而導致效率ζ的損失并加大電磁輻射。 門(mén)極引腳必須保持盡可能地短以避免該影響。

圖6：門(mén)極驅動(dòng)振鈴。

最優(yōu)化門(mén)極驅動(dòng)電壓：

門(mén)極驅動(dòng)電壓幅度以下列方式控制MOSFET的開(kāi)關(guān)性能：

* 門(mén)極驅動(dòng)電壓越高，意味著(zhù)電容充電和放電損耗就越高，由下式給出：

Pcloss=CXV2Xfs

* 驅動(dòng)電壓越高，以為著(zhù)Rdson越低，因此，電源損耗就越低，從而提高ζ；

* 門(mén)極電壓幅度也會(huì )影響MOSFET的上升和下降時(shí)間。

滿(mǎn)足所有上述條件并產(chǎn)生最高ζ的最優(yōu)化門(mén)極驅動(dòng)幅度，可以在實(shí)驗中利用不同的電壓幅度確定的最佳性能點(diǎn)來(lái)確定。根據對問(wèn)題的數學(xué)求解，圖7給出了一個(gè)在Z軸上的最優(yōu)化門(mén)極驅動(dòng)電壓的三維圖形，它是X上漏電流和Y軸上開(kāi)關(guān)頻率的函數。顯然，門(mén)極驅動(dòng)電壓永遠不能超過(guò)數據表針對高可靠性工作所推薦的電平。

圖7：最優(yōu)化門(mén)極驅動(dòng)電壓。

最優(yōu)化電源輸入電壓：

用于電腦市場(chǎng)的DC-DC轉換器的電源輸入電壓的行