基于ZETA拓撲結構的DC/DC轉換器設計

同SEPIC DC/DC 轉換器拓撲結構類(lèi)似，ZETA 轉換器拓撲通過(guò)一個(gè)在輸出電壓上下范圍變化的輸入電壓提供正輸出電壓。ZETA 轉換器也需要兩個(gè)電感和一個(gè)串聯(lián)電容器（有時(shí)稱(chēng)飛跨電容）。SEPIC 轉換器使用一個(gè)標準升壓轉換器進(jìn)行配置，ZETA 轉換器則不同，它通過(guò)一個(gè)驅動(dòng)高端PMOS FET 的降壓轉換器進(jìn)行配置。ZETA 轉換器是對不穩定輸入電源進(jìn)行調節的另一種方法，它就像一個(gè)低成本墻式電源。我們可以使用一個(gè)耦合電感來(lái)最小化電路板空間。本文將介紹如何設計一個(gè)運行在連續導電模式(CCM) 下帶耦合電感的ZETA 轉換器。

基本工作原理

圖1 顯示了ZETA 轉換器的簡(jiǎn)單電路圖，其由一個(gè)輸入電容C_IN、一個(gè)輸出電容C_OUT、耦合電感L1a 和L1b、一個(gè)AC 耦合電容C_C、一個(gè)功率PMOS FET 即Q1，以及一個(gè)二極管D1 組成。圖2 顯示了Q1 為開(kāi)啟狀態(tài)和Q1 為關(guān)閉狀態(tài)時(shí)，在CCM 下運行的轉換器。

圖1ZETA 轉換器的簡(jiǎn)單電路圖

若想要知道各個(gè)電路節點(diǎn)的電壓，在兩個(gè)開(kāi)關(guān)都為關(guān)閉狀態(tài)且無(wú)開(kāi)關(guān)操作時(shí)對DC 條件下的電路進(jìn)行分析很重要。電容C_C與C_OUT 并聯(lián)，因此在穩態(tài)CCM 期間C_C 被充電至輸出電壓V_OUT。圖2 顯示了CCM 運行期間L1a 和L1b 的電壓。

圖2CCM 運行期間的ZETA 轉換器

Q1 關(guān)閉時(shí)，L1b 的電壓必須為V_OUT，因為其與C_OUT 并聯(lián)。由于C_OUT 被充電至V_OUT，因此Q1 關(guān)閉時(shí)Q1 的電壓為V_IN + V_OUT；這樣一來(lái)，L1a 的電壓便為相對于Q1 漏極的–V_OUT。Q1 開(kāi)啟時(shí)，充電至V_OUT 的電容C_C 與L1b 串聯(lián)；因此L1b 的電壓為+V_IN，而二極管D1 的電壓則為V_IN + V_OUT。

圖3 顯示了通過(guò)各種電路組件的電流。Q1 開(kāi)啟時(shí)，輸入電源的能量被存儲在L1a、L1b 和C_C 中。L1b 還提供I_OUT。Q1 關(guān)閉時(shí)，C_C 持續為L(cháng)1a 提供電流，而L1b 再次提供I_OUT。

圖3CCM 期間ZETA 轉換器的分量電流

占空比

假設100% 效率占空比D，用于CCM 運行的ZETA 轉換器，其為：

它還可以被重寫(xiě)為：

Dmax 出現在V_IN(min)，而Dmin 出現在V_IN(max)。

選擇無(wú)源組件

設計任何PWM 開(kāi)關(guān)調節器的首要步驟之一便是決定允許多少電感紋波電流ΔI_L(PP)。過(guò)多會(huì )增加EMI，而過(guò)少又會(huì )導致不穩定的PWM 運行。一般原則是給K 分配一個(gè)介于0.2 和0.4 平均輸入電流之間的值。理想紋波電流的計算如下：

在理想緊密型耦合電感中，每個(gè)電感的單芯上都有相同的繞組數，這時(shí)耦合迫使紋波電流在兩個(gè)耦合電感之間等分。在現實(shí)耦合電感中，電感并沒(méi)有相等的電感，并且紋波電流也不會(huì )完全相等。無(wú)論如何，在理想紋波電流值的情況下，如果存在兩個(gè)單獨的電感，則我們將耦合電感中要求的電感估算為實(shí)際需要的一半，如方程式4 所示：

為了能夠承受負載瞬態(tài)，在高端電感中，耦合電感的飽和電流額定值需至少為穩態(tài)峰值電流的1.2 倍，其計算方法如方程式5 所示：

請注意，I_L1b(PK) = I_OUT +ΔI_L/2，其小于I_L1a(PK)。

與降壓轉換器一樣，ZETA 轉換器的輸出有非常低的紋波。方程式6 計算了完全由電容值引起的輸出紋波電壓部分：

其中f_SW(min) 為最小開(kāi)關(guān)頻率。方程式7 計算了完全由輸出電容ESR 引起的輸出紋波電壓部分：

請注意，這兩個(gè)紋波電壓部分均被相移，且不直接相加。就低ESR（例如：陶瓷電容）電容而言，可以忽略ESR 部分電壓。要想滿(mǎn)足應用的負載瞬態(tài)要求，最小電容限制是必需的。

輸出電容必須有一個(gè)大于電容RMS 電流的RMS 電流額定值，其計算方法如方程式8：

輸入電容和耦合電容吸取和下拉的電流電平相同，但開(kāi)關(guān)周期相反。與降壓轉換器類(lèi)似，輸入電容和耦合電容都需要RMS 電流額定值，

方程式10a 和10b 計算了完全由各自電容器電容值引起的輸出紋波電壓部分：

方程式11a 和11b 計算了完全由各自電容器ESR 值引起的輸出紋波電壓部分：

此外，兩個(gè)紋波電壓組成部分均被相移，且不直接相加；同時(shí)，就低ESR 電容器而言，ESR 電壓部分再次可以被忽略。典型的紋波值小于輸入電容輸入電壓的0.05 倍，也小于耦合電容輸出電壓的0.02 倍。

選擇有源組件

我們必須謹慎選擇功率MOSFET，以便它可以處理峰值電壓和電流，同時(shí)最小化功耗。功率FET的電流額定值可以決定ZETA轉換器的最大輸出電流。

如圖3 所示，Q1 承受了V_IN(max) + V_OUT 的最大電壓。Q1 的峰值電流額定值必須為

在相關(guān)環(huán)境溫度下，FET 功耗額定值必須大于傳導損耗（FET r_DS(on) 的函數）和開(kāi)關(guān)損耗（FET 柵極電荷的函數）的和，計算方法如方程式13 所示：

其中，Q_GD 為柵極到漏極電荷，Q_G 為FET 的總柵極電荷，I_Gate 為最大驅動(dòng)電流，而V_Gate 為控制器的最大柵極驅動(dòng)。Q1 的RMS 電流為：

輸出二極管必須要能夠處理與Q1相同的峰值電流，即I_Q1(PK)。該二極管還必須能夠承受大于Q