最高能效，最低成本: BC2

在t3時(shí)，功率晶體管關(guān)斷。這時(shí)，COSS電容電壓被小線(xiàn)圈L內貯存的電流線(xiàn)性充電，直到二極管D2導通為止；在關(guān)斷期間，功率開(kāi)關(guān)上沒(méi)有過(guò)壓應力。

同時(shí)，主線(xiàn)圈上的電壓極性發(fā)生變化，直到DB 二極管導通為止。一旦所有的二極管一起導通，輸出電流按圖5所示的方式配流。因為NS2的反射電壓的原因，D2 的電流從I1開(kāi)始降至0 A，dI/dt斜率較低。相反，在t4時(shí)，DB 的電流升到標稱(chēng)值。

這種配流有利于BC2電路。事實(shí)上，在交流電壓較低的功率因數校正應用（例如90 VRMS）中，最高增強電流是在二極管DB 和D1之間機械分配。因此，整流階段的導通損耗得到改進(jìn)。下面是反射電壓VNS2 和D2 導通時(shí)間的計算公式：

tD2_ON時(shí)間趨勢支持功率因數校正應用，因為Vmains 電壓最低時(shí)，I1 電流最大。因此，即變在惡劣的條件下，例如，最低Vmains電壓下的高輸出負載電流，BC2電路仍然能夠保證斷續模式。此外，為消除二極管D2 的反向恢復電流效應，因為反射電壓VNS2低的原因，必須使dI/dt_D2 總是保持低斜率，通過(guò)下面公式計算dI/dt_D2:

相位 [t4, t5]

在t4時(shí)，D2二極管的電流達到0 A，BC2變成一個(gè)傳統的功率升壓轉換器，只有升壓二極管DB 導通。因為NS2上的反射電壓的原因，功率開(kāi)關(guān)管的電壓低于 Vout。因此，COSS電容在體電容內放電。在t0時(shí)，晶體管導通，節能電能。

2.3. BC2電路上的電壓應力

表1列出了每個(gè)相位對應的最大電壓。

表1:BC2上的最大反向電壓

BC2電路需要使用一個(gè)擊穿電壓高于600V的特殊二極管。此外，還需要優(yōu)化二極管的反向恢復電流，以防功率晶體管在[t1-t2]相位遭受較高的電流。

意法半導體研制出BC2電路專(zhuān)用的3A、5A、8A、10A和16A的二極管，這些二極管采用不同類(lèi)型的封裝（直插、通孔或貼裝）。

意法半導體推出了在一個(gè)封裝內嵌入兩支二極管（圖4中的DB和D2）的新產(chǎn)品(STTH10BC065CT和STTH16BC065CT)，新產(chǎn)品的額定反向電壓值達到650V，散熱器用二極管與標準功率因數校正器用二極管完全相同。

為保持這個(gè)散熱器配置，意法半導體開(kāi)發(fā)出續流二極管D1(STTH3BCF060 and STTH5BCF060)，該產(chǎn)品采用貼裝或直插式封裝，以便將其焊接在印刷電路板上。

針對大功率轉換器，意法半導體開(kāi)發(fā)出獨立的采用通孔封裝的DB 和D2 二極管(STTH8BC065DI 和STTH8BC060D)。

詳情聯(lián)系當地的意法半導體銷(xiāo)售處。

2.4. 計算m2 和m1 變壓比
為在[t1-t2]和[t3-t4]時(shí)序期間符合斷續模式，圖5所示的時(shí)間參數td1和td2應總是正值。根據典型連續導通模式（CCM）功率因數校正規則和tD1_ON 和tD2_ON 表達式，確定變壓比條件m1 和 m2 不是難事。

其中PIN 是功率因數校正器的輸入功率，Fs是開(kāi)關(guān)頻率；VmainsRMS 是RMS電壓最大值；IRMmax是在導通dI/dt和最高工作結溫條件下的反向恢復電流最大值。