電子設計基礎：電阻電橋基礎（二）

　　18位ADC可以使用帶內部放大器的更低分辨率的轉換器來(lái)代替，例如16位的MAX1416。8倍的增益相當于將ADC轉換結果向高位移了3位。從而利用了全部的轉換位并將轉換需求減少到15位。是選用無(wú)增益的高分辨率轉換器，還是有增益的低分辨率轉換器，這要看在具體使用的增益和轉換速率下的噪聲規格。Σ-Δ轉換器的有效分辨率通常受到噪聲的限制。

　　溫度測量

　　如果測量溫度僅僅是為了對壓力傳感器進(jìn)行補償，那么，溫度測量不要求十分準確，只要測量結果與溫度的對應關(guān)系具有足夠的可重復性即可。這樣將會(huì )有更大的靈活性和較松的設計要求。有三個(gè)基本的設計要求：避免自加熱、具有足夠的溫度分辨率、保證在A(yíng)DC的測量范圍之內。

　　使最大Vt電壓接近于最大壓力信號有利于采用相同的ADC和內部增益來(lái)測量溫度和壓力。本例中的最大輸入電壓為+204mV?？紤]到電阻的誤差，最高溫度信號電壓可保守地選擇為+180mV。將Rt上的電壓限制到+180mV也有利于避免Rt的自加熱問(wèn)題。一旦最大電壓選定，根據在85°C （Rt = 132.8Ω），VB = 5.25V的條件下產(chǎn)生該最大電壓可以計算得到R1。R1的值可通過(guò)式3進(jìn)行計算，式中的Vtmax是RT上所允許的最大壓降。溫度分辨率等于A(yíng)DC的電壓分辨率除以Vt的溫度敏感度。式4給出了溫度分辨率的計算方法。（注意：本例采用的是計算出的最小電壓分辨率，是一種較為保守的設計。你也可以使用實(shí)際的ADC無(wú)噪聲分辨。）

　　R1 = Rt × （VB/Vtmax - 1）（式3）

　　R1 = 132.8Ω × （5.25V/0.18V - 1） ≈ 3.7kΩ

　　TRES = VRES × （R1 + Rt）2/（VB × R1 × ΔRt/°C）（式4）

　　這里，TRES是ADC所能分辨的攝氏溫度測量分辨率。

　　TRES = 30μV/count × （3700Ω + 132.8Ω）2/（4.75V Ω 3700Ω × 0.38Ω/°C） ≈ 0.07°C/count

　　0.07°C的溫度分辨率足以滿(mǎn)足大多數應用的要求。但是，如果需要更高的分辨率，有以下幾個(gè)選擇：使用一個(gè)更高分辨率的ADC；將RTD換成熱敏電阻；或將RTD用于電橋，以便在A(yíng)DC中能夠使用更高的增益。

　　注意，要得到有用的溫度結果，軟件必須對供電電壓的變化進(jìn)行補償。另外一種代替方法是將R1連接到VREF，而不是VB。這樣可使Vt不依賴(lài)于VB，但也增加了參考電壓的負載。

　　優(yōu)化的電壓驅動(dòng)

　　硅應變計和ADC的一些特性允許圖1電路進(jìn)一步簡(jiǎn)化。從式1可以看出，電橋輸出與供電電壓（VB）直接成正比。具有這種特性的傳感器稱(chēng)為比例傳感器。式5為適用于所有具有溫度相關(guān)誤差的比例傳感器的通用表達式。在式1中，將VB右邊的所有部分用通用表達式f（p，t）代替便是式5。這里，p是被測物理量的強度，而t則為溫度。

　　VOUT = VB × ?（p，t）（式5）

　　ADC也具有比例屬性，它的輸出與輸入電壓和參考電壓的比直接成比例。式6描述了一般的ADC的數據讀取值（D）與輸入信號（Vs）、參考電壓（VREF）、滿(mǎn)量程讀數（FS）、以及比例因子（K）之間的關(guān)系。該比例因子與具體的轉換器架構以及內部放大倍數有關(guān)。

　　D = （Vs/VREF）FS × K（式6）

　　將式6中的Vs用式5中的VOUT表達式代換，ADC對于性能的影響就會(huì )顯現出來(lái)。結果見(jiàn)式7：

　　D = （VB/VREF） × ?（p，t） × FS × K（式7）

　　由式7可見(jiàn)，對于測量結果而言，更為重要的是VB和VREF的比值，而非它們的絕對值。因此，圖1電路中的電壓基準源可以不用。ADC的參考電壓可以取自一個(gè)簡(jiǎn)單的電阻分壓器，只要保持恒定的VB/VREF之比即可。這一改進(jìn)不僅省去了電壓基準，也免去了對VB的測量，以及補償VB變化所需的所有軟件。這種技術(shù)適用于所有比例傳感器。RT和R1串聯(lián)構成的溫度傳感器也是比例型的，因此，溫度檢測也不需要電壓基準。該電路如圖2所示。

　　圖2. 比例測量電路示例。壓力傳感器的輸出、RTD電壓、以及ADC參考電壓均與供電電壓直接成正比。該電路無(wú)需絕對電壓基準，同時(shí)簡(jiǎn)化了確定實(shí)際壓力時(shí)所必需的計算。

　　省去RTD

　　硅基電阻對溫度十分敏感，根據這種特性，可用電橋電阻作為系統的溫度傳感器。這不僅降低了成本，而且會(huì )有更好的效果。因為它不再受RTD和壓敏電橋之間溫度梯度的影響。正像前面所提到的，溫度測量的絕對精度并不重要，只要溫度測量是可重復的和唯一的。這種唯一性要求限定了這種溫度檢測方法只能用于施壓后橋路電阻保持恒定的電橋。幸運的是，大多數硅傳感器采用全工作橋，能夠滿(mǎn)足該要求。

　　圖3電路中，在電橋低壓側串聯(lián)一個(gè)電阻（R1），從而得到一個(gè)溫度相關(guān)電壓。增加這個(gè)電阻會(huì )減小電橋電壓，從而減小其輸出。減小的幅度一般不是很大，況且只需略微增加增益或減小參考電壓就足以對其加以補償。式8可用于計算R1的保守值。對于大多數應用，當R1小于RB/2時(shí)，電路能很好地工作。

　　R1 = （RB × VRES）/（VDD × TCR × TRES - 2.5 × VRES）（式8）

　　這里，RB是傳感器電橋的輸入電阻，VRES是ADC的電壓分辨率，VDD是供電電壓，TCR為傳感器電橋的電阻溫度系數，而TRES是所期望的溫度分辨率。

　　圖3. 用電橋輸出測量壓力和用電橋電阻測量溫度的比例電路實(shí)例

　　繼續上述實(shí)例并假定希望得到0.05°C的溫度分辨率，R1 = （4.5kΩ × 30μV/count）/（（（5V × 1200ppm/°C × 0.05°C/count） - 2.5） × 30μV/count） = 0.6kΩ。由于R1小于RB的一半，這一結果是有效的。在該例中，R1的增加使VB下降12%。在選擇轉換器時(shí)，可以將17.35位的分辨率要求向上舍入為18位。增加的分辨率用于補償VB降低的影響綽綽有余。

　　溫度上升時(shí)，電橋電阻的上升使電橋上的電壓降也上升。這種VB隨溫度的變化形成了一個(gè)附加的TCS項。正好該值為正值，而傳感器的固有TCS值是負數，這樣，將一個(gè)電阻與傳感器串聯(lián)實(shí)際會(huì )減小未經(jīng)補償的TCS誤差。上面的校準技術(shù)仍然有效。只是需要補償的誤差略小了一些。

　　電流驅動(dòng)

　　有一類(lèi)特殊的壓阻式傳感器被稱(chēng)為恒流傳感器或電流驅動(dòng)傳感器。這些傳感器經(jīng)過(guò)特殊處理，當它們采用電流源驅動(dòng)時(shí)，靈敏度在溫度變化時(shí)保持恒定（TCS ≈ 0）。電流驅動(dòng)傳感器經(jīng)常增加附加電阻，可以消除或者顯著(zhù)降低偏移誤差和OTC誤差。這實(shí)際上是一種模擬的傳感器校準技術(shù)。這可以將設計者從繁雜的工作中解放出來(lái)，不必對每個(gè)傳感器在不同溫度和壓力下進(jìn)行測量。這種傳感器在寬溫范圍內的絕對精度通常不如數字校準的傳感器好。數字技術(shù)仍然能用于改善這些傳感器的性能，通過(guò)測量電橋上的電壓很容易獲得溫度信息，其靈敏度通常大于2000ppm/°C。圖4所示是一種電流驅動(dòng)的電橋電路。該電路使用同一個(gè)電壓基準源來(lái)建立恒定電流和為ADC提供基準電壓。

　　圖4. 該電路使用了一個(gè)電流驅動(dòng)傳感器，采用傳統的電流源電路驅動(dòng)

　　省去電流源

　　理解了電流驅動(dòng)式傳感器如何對STC進(jìn)行補償，就可以采用圖5電路在不帶電流源的情況下達到與圖4電路相同的效果。電流驅動(dòng)傳感器仍具有一個(gè)激勵電壓（VB），只是VB并不固定于電源電壓。VB由電橋阻抗和流過(guò)電橋的電流來(lái)決定。如前所述，硅電阻具有正溫度系數。這樣，當電橋由電流源供電時(shí)，VB將隨溫度的升高而增加。如果電橋的TCR （阻抗溫度系數）與TCS幅值相等而符號相反，那么，VB將隨著(zhù)溫度以適當的比率增加，對靈敏度的降低進(jìn)行補償。在某個(gè)有限的溫度范圍內，TCS將接近零。

　　圖5. 此電路采用電流驅