基于PEV的雙向DC／DC變換器的研究 2012-08-23

2 雙向大功率DC／DC變換器
雙向DC／DC變換器按是否含變壓器分為隔離型和非隔離型。隔離型模塊的可靠性高，但成本高、效率差。在大功率輸入輸出的情況下，非隔離型雙向DC／DC模塊以其簡(jiǎn)單的結構和較高的功率傳輸效率成為理想的選擇。雙向DC／DC變換器模型如圖2所示。

超級電容在放電時(shí)，雙向大功率DC／DC變換器工作在boost模式下。此時(shí)，IGBT1始終保持在關(guān)斷狀態(tài)，其反并聯(lián)的二極管作續流二極管用，僅控制IGBT2的開(kāi)斷以保持恒壓放電。超級電容充電時(shí)，雙向大功率DC／DC變換器則工作在buck模式下。此時(shí)，IGBT2始終保持在關(guān)斷狀態(tài)，其反并聯(lián)的二極管作續流二極管用，僅控制IGBT1的開(kāi)斷以保持恒流充電。
下面主要分析雙向大功率DC／DC變換器在boost和buck模式下的電氣參數、控制參數和輸出特性的關(guān)系。
3 雙向DC／DC變換器控制
對于該電路，在boost模式情況下，電感L的大小通常根據電路的紋波要求來(lái)設計。電路工作在連續模式下，可知。由于超級電容的輸出電壓會(huì )隨著(zhù)功率的輸出而降低，因此通常我們考慮輸出電壓在一個(gè)范圍內變化。
本文中超級電容輸出電壓的變化范圍是150V≤Ui≤250 V，Uo穩定在500 V。由此，可計算占空比的取值范圍

上式可以看成是僅含變量D的一個(gè)函數。對函數L(D)求導后發(fā)現，當D=1／3時(shí)，L取得最大值。保證電路工作在連續導電模式下，△iL≤ 2IL?？紤]到電感會(huì )飽和，除此之外，IGBT的峰值電流和電壓損耗問(wèn)題也需要減小。在實(shí)際中我們通常取△iL≤0．25IL。在本文中，取△iL ≤0．25IL。fs為開(kāi)關(guān)管的工作頻率，當頻率高的時(shí)候，輸出諧波含量少，有利于濾波。但是，開(kāi)關(guān)損耗增加。當開(kāi)關(guān)頻率低時(shí)，波形質(zhì)量會(huì )很差。因此，應綜合選取開(kāi)關(guān)管頻率。本文選取開(kāi)關(guān)頻率為20 kHz。

根據以上計算，電感取值為1 mH，電容取值為470μF。當變換器工作在boost模式下，需要得到恒定的輸出電壓，此時(shí)選用電壓反饋控制方式。如圖3所示，將輸出電壓采集后與參考電壓比較，通過(guò)PI調節器后，與三角波比較生成PWM波控制IGBT的開(kāi)斷。

此模式下，boost電路的輸入端為超級電容，初始電壓為250 V。放電過(guò)程中，電壓呈指數下降，放電時(shí)間為20 s，電壓最后為150 V。在此過(guò)程中，保證變換器輸出端電壓始終為500 V，如圖4所示。

當變換器工作在buck模式下，需要得到恒定的電流為超級電容充電，此時(shí)選用電流反饋控制方式。如圖5所示，采集輸出電流與給定電流比較，通過(guò)PI調節器后，再與三角波比較，生成PWM波控制IGBT的開(kāi)斷。

此模式下，buck電路是輸入為逆變器的直流側，初始電壓為500 V。充電時(shí)間10 s。電壓下降，輸出充電電流恒為200 A。圖6中為buck模式下輸入電壓、輸出電流圖。

4 結束語(yǔ)
本文分析了大功率雙向DC／DC變換器在純電動(dòng)汽車(chē)中與超級電容器的配合應用，在不同的功率流向時(shí)，需要考慮不同的控制方式。通過(guò)仿真分析，在不同的時(shí)間對在同一電路中的兩個(gè)開(kāi)關(guān)管分別控制，能達到超級電容恒壓放電和恒流充電的工程要求，證明該系統穩定可行。