適用于高頻電流模式轉換器的斜坡補償電路的設計與實(shí)現

PWM DC／DC轉換器的設計中，為了防止出現次諧波振蕩，需要引入斜坡補償電路，而傳統的斜坡補償電路通常在加法器處會(huì )引入附加的內部反饋環(huán)路，這會(huì )極大地限制系統帶寬。文中提出了一種簡(jiǎn)單的結構來(lái)實(shí)現峰值電流模式下的斜坡補償。這樣可以減小斜坡補償中加法器對系統帶寬的限制，從而可以提高系統穩定性，使轉換器有更高的開(kāi)關(guān)頻率。仿真結果表明，這種方法能實(shí)現電壓信號準確地相加。

電流模式PWM型DC／DC轉換器具有瞬態(tài)響應好，輸出噪聲小，對外同電路干擾小等優(yōu)點(diǎn)，成為DC／DC的主流。但是，峰值電流模式PWM型DC／DC轉換器有一個(gè)特有的問(wèn)題，就是當占空比大于0．5時(shí)，會(huì )出現亞諧波振蕩現象，解決這一問(wèn)題通常采用斜坡補償的方法，即在電感電流采樣信號上疊加一定斜率的鋸齒波信號，如果這一斜坡信號的斜率大于電流采樣信號下降斜率與上升斜率差值的一半，亞諧波現象就會(huì )消失。傳統的斜坡補償電路是采用運放的負反饋接法實(shí)現加法器，這樣由于引入了內部負反饋回路，會(huì )限制系統的帶寬，從而會(huì )限制整個(gè)轉換器的開(kāi)關(guān)頻率。

本文提出了一種新穎的斜坡補償電路，這里利用了電荷守恒定律，存電容兩端實(shí)現電流采樣信號與斜坡信號的相加，這樣就減少了一個(gè)內部反饋環(huán)路，從而減小了對系統帶寬的限制，使系統更加穩定，轉換器能有更高的開(kāi)關(guān)頻率。

1 斜坡補償

1．1 斜坡補償的必要性

峰值電流模式PWM開(kāi)關(guān)電源工作在CCM模式下且占空比(D)大于0．5時(shí)，系統存在穩定性問(wèn)題，因為電感電流擾動(dòng)量經(jīng)過(guò)多個(gè)周期后逐級擴大，電感電流波形會(huì )出現低于開(kāi)關(guān)頻率的包絡(luò )，電感電流紊亂，峰峰值增大，帶負載能力下降，輸出電壓紋波增加等不良現象，最終導致系統不穩定，整個(gè)系統由于擾動(dòng)無(wú)法正常工作。


1．2 斜坡補償的原理

峰值電流模式PWM開(kāi)關(guān)電源工作在D大于0．5時(shí)，內部電流環(huán)會(huì )不穩定。通常的解決方法是存電流內環(huán)加入斜坡補償電路。如果沒(méi)有斜坡補償，系統的穩定性如圖1所示。其中實(shí)線(xiàn)和虛線(xiàn)分別表示穩定時(shí)和受到擾動(dòng)時(shí)電感電流波形，D表示占空比(0D1)，IE表示由誤差放大器設定的電感電流峰值，m1和m2分別表示電感電流上升斜率、下降斜率(m1、m2>0)，△I0是初始擾動(dòng)電流。

可以看到，一個(gè)周期后擾動(dòng)電流變?yōu)椋?/P>

當D小于0．5時(shí)，此時(shí)m1大于m2，所以經(jīng)過(guò)n個(gè)周期后，△In會(huì )最終趨近于0。但是當D大于0．5時(shí)，此時(shí)m1小于m2，所以經(jīng)過(guò)n個(gè)周期后，△In會(huì )變得越來(lái)越大，也就是說(shuō)初始擾動(dòng)電流被無(wú)限放大，系統變得不穩定。

如果在電流內環(huán)中加入一個(gè)斜率為-K的(K大于0)的補償電流(如圖2所示)，△In可表示為：

由前面分析知道，只要保證即只要要保證，就可以保證系統在任意占空比時(shí)都能達到穩定。

2 適用于高頻電流模式轉換器的斜坡補償電路的實(shí)現

本文設汁的斜坡電路如圖3所示，斜坡補償電路包括電流源I2，電容C2，電阻R2，開(kāi)關(guān)VT2，VT3，VT4和反相器U1，這種簡(jiǎn)單的結構沒(méi)有加法器的內部反饋環(huán)路，因此極大地避免了帶寬上的限制，從而使得轉換器的開(kāi)關(guān)頻率可以大大提高。

圖3中電流源I1和電流源I2是鏡像關(guān)系，左半部分是鋸齒波產(chǎn)生電路，包括電流源I1，電容C1，電阻R1，比較器1，比較器2，邏輯單元和開(kāi)關(guān)VT1.整個(gè)電路工作原理如下：邏輯單元產(chǎn)生一個(gè)充放電的脈沖來(lái)控制開(kāi)關(guān)VT1的開(kāi)關(guān)，從而控制電容的充放電。當開(kāi)關(guān)VT1是關(guān)閉時(shí)，電流源I1對電容C1充電。此時(shí)A點(diǎn)電壓線(xiàn)性增加，當A點(diǎn)電壓超過(guò)UREF1時(shí)，此時(shí)比較器1會(huì )輸出一個(gè)低電平，使邏輯單元產(chǎn)生一個(gè)高脈沖，從而打開(kāi)開(kāi)關(guān)VT1，使電容通過(guò)電阻R1進(jìn)行放電，因為電阻R1很小，因此放電速度很快，當A點(diǎn)電壓下降到小十VREF2時(shí)，此時(shí)比較器2輸出一個(gè)低電平到邏輯單元，使邏輯單元產(chǎn)生一個(gè)低脈沖，使開(kāi)關(guān)VT1關(guān)閉，如此反復，在A(yíng)點(diǎn)產(chǎn)生一個(gè)鋸齒波信號。下面可以通過(guò)公式推導出此時(shí)A點(diǎn)鋸齒波的頻率，我們假設對電容C1充電電流為ICharge，由電容C1的電荷公式有：

ICharge.t1=C1△U=C1（UREF1-UREF2） （4）

假設通過(guò)R1放電的放電時(shí)間為t2，這里因為電阻R1很小，所以忽略放電時(shí)間t2.

由于電流源I1和電流源I2是鏡像關(guān)系，所以電流源I2對電容C2充放電會(huì )產(chǎn)生一個(gè)斜坡信號。如果假設電流源I1和電流源I2是1：1的鏡像關(guān)系，則此時(shí)斜坡頻率：

下面我們來(lái)分析斜坡補償電路如何實(shí)現加法功能的，SWON端口為功率管的驅動(dòng)信號，ISEN信號表示采樣電流信號，當SWON為低時(shí)，表示外部功率管關(guān)閉，此時(shí)關(guān)閉開(kāi)關(guān)VT4，打開(kāi)關(guān)VT3，這時(shí)電容C2下端電壓為0，上端電壓，此電壓為一斜坡信號。當SWON為高時(shí)，表示外部功率管打開(kāi)，此時(shí)ISEN端有采樣電流信號，并且SWON的高電平會(huì )打開(kāi)關(guān)VT4，關(guān)閉開(kāi)關(guān)VT3.此時(shí)電容C2下端的電壓變?yōu)镮SEN采佯信號，這時(shí)根據電容C2兩端電荷公式：


ICharge.t=C2△U=C2（U（t）-UISEN） （8）


求得電容C2上端電壓為，即實(shí)現了斜坡補償中的加法功能。出于上述沒(méi)有反饋環(huán)路的加法器極大地減小了反饋電路引起的延遲，因此當轉換器工作在更高開(kāi)關(guān)頻率時(shí)（通常會(huì )大于2MHz）能有更好的穩定性和可靠性。


實(shí)際的電路中，由于開(kāi)關(guān)管VT4會(huì )引入尖峰毛刺，進(jìn)而可能會(huì )導致PWM比較器誤輸出。所以一般會(huì )在ISEN信號通路處加入一個(gè)簡(jiǎn)單的RC濾波器，這時(shí)就會(huì )有一個(gè)電阻R串接在電容下端和ISEN信號端之間。因此在當SWON為高電平時(shí)，由于此時(shí)VT3關(guān)閉，所以會(huì )有一個(gè)大小等于IChar ge的電流流過(guò)電阻R，從而使ISEN采樣信號與電容下端電壓產(chǎn)生偏差。解決方法是在電容C2下端加入一個(gè)電流為ICharge的電流源，引入電流源后(如圖3中I3所示)，SWON為高電平時(shí)流過(guò)R的電流就可以忽略不計，此時(shí)斜坡補償的誤差就可以大大減小。

實(shí)際的充電電流產(chǎn)生電路如圖4所示，該電路的主體結構是一個(gè)自偏置的電流源，因此其對電源的干擾不敏感，其主要是由跨導放大器，VT 1，芯片外接電阻RT和電流鏡組成。由于跨導放大器，VT1和電阻RT組成了一個(gè)負反饋結構，所以此時(shí)流過(guò)VT1的電流，即充電電流ICharge等于UREF／RT，此充電電流經(jīng)過(guò)電流鏡鏡像到充電電容。因此斜坡的斜率可以表示為：

根據斜坡補償原理