淺析通過(guò)數字控制提高DC/DC轉換器效率的技術(shù)

　　隨著(zhù)能源價(jià)格的上漲和各項“環(huán)?！庇媱澋某晒﹂_(kāi)展，私營(yíng)公司和政府監管部門(mén)對電源制造商的要求逐漸提高。歐盟委員會(huì )（歐盟（EU）的執行機構）和美國環(huán)境保護署（EPA）對服務(wù)器電源的要求進(jìn)一步升級，現已涵蓋各種負載級別的效率以及待機功耗。服務(wù)器集群運營(yíng)商也對電源制造商提出了類(lèi)似要求。

　　由于法規如此嚴格，并且還有許多法規即將出臺，電源制造商正逐漸轉向數字控制。在全數字解決方案中，完全可編程的數字信號控制器（Digital Signal Controller，DSC）可直接生成用于控制功率電路級的PWM 信號。同時(shí)，控制器還能處理系統管理任務(wù)，例如數據記錄、通信和故障報告。這樣，電源設計人員可以在DSC 中編寫(xiě)高級控制方法，而在模擬設計中，這即便可以實(shí)現也是極為困難的。設計人員可利用此功能靈活地實(shí)現最終客戶(hù)所需的數據記錄和通信標準。

　　相移全橋（Phase-Shifted Full-Bridge，PSFB）拓撲是一種有潛力滿(mǎn)足未來(lái)電源效率需求的直流-直流轉換器。DSC 的靈活性使得不穩定的PSFB 拓撲更易于管理，并可實(shí)現進(jìn)一步提高PSFB 效率的先進(jìn)技術(shù)。

　　移相全橋拓撲的必然性

　　下面我們將討論高頻工作所必需的簡(jiǎn)單全橋拓撲，然后討論效率提高策略。

　　全橋轉換器

　　如圖1 所示，全橋轉換器使用四個(gè)開(kāi)關(guān)（Q1、Q2、Q3 和Q4）進(jìn)行配置。對角開(kāi)關(guān)Q1、Q4 和Q2、Q3 同時(shí)導通時(shí)，將在變壓器的初級繞組上提供完整的輸入電壓（VIN）。在轉換器每半個(gè)周期中，對角開(kāi)關(guān)Q1 和Q4 或Q2 和Q3 導通，并且變壓器的極性會(huì )在每半個(gè)周期中反轉。在全橋轉換器中，給定功率下的開(kāi)關(guān)電流和初級電流與半橋轉換器相比將減半。這種電流減少使得全橋轉換器適用于高功率等級。但是，對角的開(kāi)關(guān)采用硬開(kāi)關(guān)，當其導通和關(guān)斷時(shí)會(huì )導致較高的開(kāi)關(guān)損耗。

　　過(guò)去，由于合適的控制器尚未出現，電源工程師不得不使用效率較低的硬開(kāi)關(guān)電源轉換方法。這些方法的損耗隨頻率的增加而增加，因而限制了工作頻率，進(jìn)而限制了電源高效供電的能力。

　　圖1：全橋轉換器

　　軟開(kāi)關(guān)全橋（PSFB）拓撲

　　利用現有DSC，設計人員現在可考慮使用更高的工作頻率來(lái)減少電源中磁性元件和濾波電容的數量。頻率的升高會(huì )導致硬開(kāi)關(guān)電源轉換器（例如傳統全橋轉換器）中產(chǎn)生更高的開(kāi)關(guān)損耗。一種較好的替代方案是選擇相對復雜的軟開(kāi)關(guān)方法來(lái)減少開(kāi)關(guān)損耗并提供較高的功率密度。

　　PSFB 轉換器是一種軟開(kāi)關(guān)拓撲，使用寄生電容（例如MOSFET 和IGBT 等開(kāi)關(guān)器件的輸出電容）和變壓器的漏電感來(lái)實(shí)現諧振轉換。這種諧振轉換可以使開(kāi)關(guān)器件在接通時(shí)兩端電壓為零，從而消除其接通時(shí)的開(kāi)關(guān)損耗。

　　PSFB 轉換器已廣泛用于轉換器的功率密度和頻率至關(guān)重要的電信和服務(wù)器應用中。PSFB 轉換器的常規工作在許多文章中都有介紹，我們將在此基礎上展示DSC 如何進(jìn)一步提高性能。

　　圖2：相移全橋轉換器　　帶傳統同步MOSFET柵極驅動(dòng)的相移全橋轉換器

　　為確保用戶(hù)安全以及符合監管機構制定的規則，大多數直流-直流轉換器設計有隔離變壓器。額定值較高的電源在初級設計有PSFB 拓撲，在次級設計有全波同步整流器，以實(shí)現較高效率。

　　在PSFB 轉換器中，如果使用傳統方法控制的同步MOSFET 配置，則MOSFET 的Q1、Q3 或Q2、Q4 應處于導通狀態(tài)。此時(shí)，沒(méi)有任何功率從初級傳輸到次級，并且MOSFET Q5 仍處于導通狀態(tài)。

　　由于轉換器的次級側存在電感（Lo），因此輸出電感中的能量在MOSFET Q5 和變壓器（Tx）的次級線(xiàn)圈之間循環(huán)。電流會(huì )通過(guò)MOSFET 的通道或通過(guò)MOSFET 的內部二級管持續流經(jīng)變壓器次級線(xiàn)圈。由于電流會(huì )從次級反射到初級，所以在初級的零狀態(tài)（初級到次級無(wú)任何能量傳輸）期間將存在環(huán)流，這會(huì )導致轉換器中出現損耗。與額定輸入電壓的情況相比，這些環(huán)流損耗在較高的電壓下尤其明顯。此外，為避免跨導，在Q5 和Q6 MOSFET 柵極驅動(dòng)之間有意地引入一個(gè)死區。在此期間，任何同步MOSFET 均不會(huì )導通。因此，電流將流經(jīng)MOSFET 內部二極管。與MOSFET 的Rds（ON）相比，這些MOSFET 內部二極管具有高正向壓降，即（VF * I）》（I2rms*Rds（on））。

　　通過(guò)疊加柵極驅動(dòng)信號，可防止傳統的同步柵極驅動(dòng)中產(chǎn)生較高損耗，這將在下一部分中介紹。

　　圖3：同步MOSFET 柵極驅動(dòng)的傳統配置

　　同步MOSFET 柵極驅動(dòng)信號的疊加

　　通過(guò)疊加同步MOSFET 的PWM 柵極驅動(dòng)信號，可避免在變壓器初級側的零狀態(tài)期間發(fā)生損耗。這將在以下三個(gè)方面提高電源效率。

　　首先，在中心分接的全波整流器中，疊加同步MOSFET 的柵極驅動(dòng)信號將消除變壓器次級中心分接線(xiàn)圈中的磁通，這樣在變壓器次級和初級之間實(shí)際上不會(huì )有磁通。

　　其次，兩個(gè)同步MOSFET 和兩個(gè)變壓器中心分接線(xiàn)圈同時(shí)導通，而不是一個(gè)同步MOSFET 和一個(gè)中心分接變壓器導通。因此，次級電流將只有一半的有效電阻，與只有一個(gè)同步MOSFET 導通的情況相比，損耗會(huì )降低一半。

　　圖4：疊加同步MOSFET 柵極驅動(dòng)信號以提高效率

　　最后，在傳統的開(kāi)關(guān)方法中，有意引入的死區可