在系統中成功運用DC/DC降壓調節器的技巧

圖 1 顯示了一個(gè)采用鋰離子電池供電的典型低功耗系統。電池的可用輸出范圍是 3 V到 4.2V，而IC需要 0.8 V、1.8 V、 2.5 V和 2.8 V電壓。為將電池電壓降至較低的直流電壓，一種簡(jiǎn)單的方法是運用低壓差調節器(LDO)。不過(guò)，當VIN遠高于 VOUT時(shí)，未輸送到負載的功率會(huì )以熱量形式損失，導致LDO 效率低下。一種常見(jiàn)的替代方案是采用開(kāi)關(guān)轉換器，它將能量交替存儲在電感的磁場(chǎng)中，然后以不同的電壓釋放給負載。這種方案的損耗較低，是一種更好的選擇，可實(shí)現高效率運行。本文介紹降壓型轉換器，它提供較低的輸出電壓。升壓型轉換器將另文介紹，它提供較高的輸出電壓。內置 FET作為開(kāi)關(guān)的開(kāi)關(guān)轉換器稱(chēng)為開(kāi)關(guān)調節器，需要外部FET的開(kāi)關(guān)轉換器則稱(chēng)為開(kāi)關(guān)控制器。多數低功耗系統同時(shí)運用 LDO和開(kāi)關(guān)轉換器來(lái)實(shí)現成本和性能目標。

圖 1. 典型低功耗便攜式系統

降壓調節器包括 2 個(gè)開(kāi)關(guān)、2 個(gè)電容和 1 個(gè)電感，如圖 2 所示。非交疊開(kāi)關(guān)驅動(dòng)機制確保任一時(shí)間只有一個(gè)開(kāi)關(guān)導通，避免發(fā)生不良的電流“直通”現象。在第 1 階段，開(kāi)關(guān)B斷開(kāi)，開(kāi)關(guān)A閉合。電感連接到VIN，因此電流從VIN流到負載。由于電感兩端為正電壓，因此電流增大。在第 2 階段，開(kāi)關(guān)A斷開(kāi)，開(kāi)關(guān)B閉合。電感連接到地，因此電流從地流到負載。由于電感兩端為負電壓，因此電流減小，電感中存儲的能量釋放到負載中。

圖 2. 降壓轉換器拓撲結構和工作波形

注意，開(kāi)關(guān)調節器既可以連續工作，也可以斷續工作。連續導通以連續導通模式(CCM)工作時(shí)，電感電流不會(huì )降至 0；以斷續導通模式(DCM)工作時(shí)，電感電流可以降至 0。低功耗降壓轉換器很少在斷續導通模式下工作。設計的,電流紋波（如圖 2中的ΔI 所示）通常為標稱(chēng)負載電流的 20%到 50%。

在圖 3 中，開(kāi)關(guān) A 和開(kāi)關(guān) B 分別利用 PFET 和 NFET 開(kāi)關(guān)實(shí)現，構成一個(gè)同步降壓調節器?！巴健币辉~表示將一個(gè) FET 用作低端開(kāi)關(guān)。用肖特基二極管代替低端開(kāi)關(guān)的降壓調節器稱(chēng)為“異步”（或非同步）型。處理低功率時(shí)，同步降壓調節器更有效，因為 FET 的壓降低于肖特基二極管。然而，當電感電流達到 0 時(shí)，如果底部 FET 未釋放，同步轉換器的輕載效率會(huì )降低，而且額外的控制電路會(huì )提高 IC 的復雜性和成本。

圖 3. 降壓調節器集成振蕩器、PWM控制環(huán)路和開(kāi)關(guān) FET

目前的低功耗同步降壓調節器以脈寬調制(PWM)為主要工作模式。PWM保持頻率不變，通過(guò)改變脈沖寬度(tON)來(lái)調整輸出電壓。輸送的平均功率與占空比D成正比，因此這是一種向負載提高功率的有效方式。

FET 開(kāi)關(guān)由脈寬控制器控制，后者響應負載變化，利用控制環(huán)路中的電壓或電流反饋來(lái)調節輸出電壓。低功耗降壓轉換器的工作頻率范圍一般是 1 MHz 到 6 MHz。開(kāi)關(guān)頻率較高時(shí)，所用的電感可以更小，但開(kāi)關(guān)頻率每增加一倍，效率就會(huì )降低大約 2%。

在輕載下，PWM 工作模式并不總是能夠提高系統效率。以圖形卡電源電路為例，視頻內容改變時(shí)，驅動(dòng)圖形處理器的降壓轉換器的負載電流也會(huì )改變。連續 PWM 工作模式可以處理寬范圍的負載電流，但在輕載下，調節器所需的功率會(huì )占去輸送給負載的總功率的較大比例，導致系統效率迅速降低。針對便攜應用，降壓調節器集成了其它省電技術(shù)，如脈沖頻率調制(PFM)、脈沖跳躍或這兩者的結合等。

ADI公司將高效率輕載工作模式定義為“省電模式”(PSM)。進(jìn)入省電模式時(shí)，PWM調節電平會(huì )產(chǎn)生偏移，導致輸出電壓上升，直至它達到比PWM調節電平高約 1.5%的電平，此時(shí) PWM工作模式關(guān)閉，兩個(gè)功率開(kāi)關(guān)均斷開(kāi)，器件進(jìn)入空閑模式。COUT可以放電，直到VOUT降至PWM調節電壓。然后，器件驅動(dòng)電感，導致VOUT再次上升到閾值上限。只要負載電流低于省電模式電流閾值，此過(guò)程就會(huì )重復進(jìn)行。ADP2138 是一款緊湊型 800 mA、3 MHz、降壓 DC-DC 轉換器。圖 4所示為典型應用電路。圖 5顯示了強制 PWM工作模式下和自動(dòng) PWM/PSM 工作模式下的效率改善情況。由于頻率存在變化，PSM 干擾可能難以濾除，因此許多降壓調節器提供一個(gè) MODE 引腳（如圖 4 所示），用戶(hù)可以通過(guò)該引腳強制器件以連續 PWM 模式工作，或者允許器件以自動(dòng) PWM/PSM 模式工作。MODE 引腳既可以通過(guò)硬連線(xiàn)來(lái)設置任一工作模式，也可以根據需要而動(dòng)態(tài)切換，以達到省電目的。

圖 4. ADP2138/ADP2139典型應用電路

降壓調節器提高效率
電池的續航時(shí)間是新型便攜式設備設計高度關(guān)注的一個(gè)特性。提高系統效率可以延長(cháng)電池工作時(shí)間，降低更換或充電的頻度。例如，一個(gè)鋰離子充電電池可以使用ADP125 LDO以 0.8 V電壓驅動(dòng)一個(gè) 500 mA負載，如圖 6 所示。該LDO的效率只有 19% (VOUT/VIN × 100% = 0.8/4.2 × 100%)。LDO無(wú)法存儲未使用的能量，因此剩余的 81%的功率(1.7 W)只能以熱量形式在LDO內部耗散掉，這可能會(huì )導