基于一款小功率光伏并網(wǎng)逆變器控制的設計方案

圖6 DSP的控制方案

DSP的控制方案如圖6所示，參考電壓和太陽(yáng)能電池的實(shí)際電壓相比較后，其誤差經(jīng)過(guò)PI調節，將得到的電流指令(直流量)IREF與ROM里的正弦表值相乘，就得到交變的輸出電流指令iref，再將它與實(shí)際的輸出電流值比較后，其誤差經(jīng)過(guò)比例(P)環(huán)節，將所得到的指令取反，與采集到的交流側電壓Us相加后，所得到的波形再與三角波比較，就產(chǎn)生4路PWM調制信號(三角波的頻率為20kHz)。

4、交流側電壓Us的檢測

將同步變壓器副邊的同步信號，濾波、整流，就可以得到比較穩定的直流電，將其送到DSP的A/D轉換口。由于最后得到的直流電壓與電網(wǎng)電壓有一個(gè)比較穩定的關(guān)系，因此，就比較容易換算Us的值了。

圖7 Us的整流電路

由于涉及到共地的問(wèn)題，因此，采用了運算放大器的全波精密整流電路，如圖7所示。5、電流指令的同步

并網(wǎng)時(shí)要求逆變器輸出的正弦波電流與電網(wǎng)電壓同頻、同相。首先，將電網(wǎng)電壓信號經(jīng)過(guò)濾波整形為同步方波信號，再將其輸入到TMS320F240的外部中斷口XINT1，目的是為了捕捉電網(wǎng)電壓的過(guò)零信號。如圖8所示，電網(wǎng)電壓正弦波，經(jīng)過(guò)整形后就得到了方波。

圖8 同步信號波形

當DSP檢測到過(guò)零信號的上跳沿時(shí)，便觸發(fā)同步中斷，以此時(shí)間點(diǎn)作為基準給定正弦波信號時(shí)間起點(diǎn)，也就是正弦表指針復位到零;每當T1下溢中斷(PWM實(shí)時(shí)控制)時(shí)，正弦表指針便加1，并從正弦表中取值。一個(gè)周期的單位正弦波數據被分成了400個(gè)點(diǎn)采用表的形式存放在存儲器中。由于同步信號比較容易受到諧波和尖峰電壓的干擾，因此在進(jìn)入同步中斷后可以先做一個(gè)延時(shí)，判斷外部中斷腳XINT1是否仍然是高電平，如果是高電平，就執行中斷程序，否則就從中斷程序跳出。

從圖6的控制方案可看出，IREF與正弦表中數據相乘后，便形成了幅值可調的正弦波的電流給定信號，然后，再實(shí)時(shí)比較電流給定值，經(jīng)過(guò)P環(huán)節后，所得信號反相后，與采集到的交流側電網(wǎng)電壓信號Us相加，所得波形與三角波比較，就產(chǎn)生了PWM波，控制橋臂的通斷?？傊?，輸出電流和電網(wǎng)電壓的同頻、同相的要求是通過(guò)電流跟蹤控制實(shí)現的。

6、PWM脈寬調制波的產(chǎn)生

PWM波的產(chǎn)生是通過(guò)TMS320F240的全比較單元輸出的，頻率為20kHz。從圖6可知，調制脈沖的產(chǎn)生是通過(guò)將電流指令值與實(shí)際電流值比較后，經(jīng)過(guò)P環(huán)節，所得到的波形與三角波(頻率為20kHz)比較后獲得的。因此MOS管Q3、Q4、Q5、Q6(見(jiàn)圖2)脈沖的產(chǎn)生時(shí)刻可以從圖8得出，參照正弦波與三角波調制，兩者相交決定了PWM的脈沖時(shí)刻。實(shí)際由采樣的波形(實(shí)際上是階梯波)與三角波相交，由交點(diǎn)得出脈沖寬度。本系統是在三角波的底點(diǎn)位置對波形進(jìn)行采樣而形成的階梯波。此階梯波與三角波的交點(diǎn)所確定的脈寬在一個(gè)采樣周期內的位置是對稱(chēng)的，如圖9所示。

圖9 正弦脈寬調制波形

圖9(a)正弦波B與三角波的交點(diǎn)決定了Q3的導通時(shí)刻;正弦波A與三角波的交點(diǎn)決定了Q5的導通時(shí)刻。

圖9(b)為Q3的脈沖示意圖，同一橋臂上Q3與Q4的脈沖是互補的。

圖9(c)為Q5的脈沖示意圖，同一橋臂上Q5與Q6的脈沖是互補的。

7、TMS320F240軟件控制流程

圖10 軟件流程圖

這部分的軟件主要分成4塊，即主程序，T1下溢中斷，T2下溢中斷和同步中斷。流程圖如圖10所示。T1下溢中斷每50μs發(fā)生一次，程序主要用來(lái)生成 PWM波;T2下溢中斷每10ms發(fā)生一次，程序主要用來(lái)產(chǎn)生電流指令；同步中斷大約每20ms(網(wǎng)壓周期)發(fā)生一次。

8、系統保護