逆變電源設計進(jìn)一步輸入24VDC輸出220VDC整流

隨著(zhù)現代汽車(chē)用電設備種類(lèi)的增多，功率等級的增加，所需要電源的型式越來(lái)越多，包括交流電源和直流電源。這些電源均需要采用開(kāi)關(guān)變換器將蓄電池提供的+12VDC或+24VDC的直流電壓經(jīng)過(guò)DC-DC變換器提升為+220VDC或+240VDC，后級再經(jīng)過(guò)DC-AC變換器轉換為工頻交流電源或變頻調壓電源。對于前級DC-DC變換器，又包括高頻DC-AC逆變部分、高頻變壓器和AC-DC整流部分，不同的組合適應不同的輸出功率等級，變換性能也有所不同。

推挽逆變電路以其結構簡(jiǎn)單、變壓器磁芯利用率高等優(yōu)點(diǎn)得到了廣泛應用，尤其是在低壓大電流輸入的中小功率場(chǎng)合；同時(shí)全橋整流電路也具有電壓利用率高、支持輸出功率較高等特點(diǎn)。鑒于此，本文提出了一種推挽逆變車(chē)載開(kāi)關(guān)電源電路設計方案。該方案在推挽逆變-高頻變壓器-全橋整流設計的基礎上，進(jìn)一步設計了24VDC輸入-220VDC 輸出、額定輸出功率600W的DC-DC變換器，并采用AP法設計相應的推挽變壓器。

1 推挽逆變的工作原理

圖1給出了推挽逆變-高頻變壓-全橋整流DC-DC變換器的基本電路拓撲。通過(guò)控制兩個(gè)開(kāi)關(guān)管S1和S2以相同的開(kāi)關(guān)頻率交替導通，且每個(gè)開(kāi)關(guān)管的占空比 d均小于50%,留出一定死區時(shí)間以避免S1和S2同時(shí)導通。由前級推挽逆變將輸入直流低電壓逆變?yōu)榻涣鞲哳l低電壓，送至高頻變壓器原邊，并通過(guò)變壓器耦合，在副邊得到交流高頻高電壓，再經(jīng)過(guò)由反向快速恢復二極管FRD構成的全橋整流、濾波后得到所期望的直流高電壓。由于開(kāi)關(guān)管可承受的反壓最小為兩倍的輸入電壓，即2UI,而電流則是額定電流，所以， 推挽電路一般用在輸入電壓較低的中小功率場(chǎng)合。

圖1:方案設計總體拓撲電路圖

當S1開(kāi)通時(shí)，其漏源電壓 uDS1只是一個(gè)開(kāi)關(guān)管的導通壓降，在理想情況下可假定 uDS1=0,而此時(shí)由于在繞組中會(huì )產(chǎn)生一個(gè)感應電壓，并且根據變壓器初級繞組的同名端關(guān)系，該感應電壓也會(huì )疊加到關(guān)斷的S2上，從而使S2在關(guān)斷時(shí)承受的電壓是輸入電壓與感應電壓之和約為2UI.在實(shí)際中，變壓器的漏感會(huì )產(chǎn)生很大的尖峰電壓加在S2 兩端，從而引起大的關(guān)斷損耗，變換器的效率因受變壓器漏感的限制，不是很高。在S1和S2的漏極之間接上RC緩沖電路，也稱(chēng)為吸收電路，用來(lái)抑制尖峰電壓的產(chǎn)生。并且為了給能量回饋提供反饋回路，在S1和S2 兩端都反并聯(lián)上續流二極管FWD.

2 開(kāi)關(guān)變壓器的設計

采用面積乘積(AP)法進(jìn)行設計。對于推挽逆變工作開(kāi)關(guān)電源，原邊供電電壓UI=24V,副邊為全橋整流電路，期望輸出電壓UO=220V,輸出電流IO=3A,開(kāi)關(guān)頻率fs=25kHz,初定變壓器效率η=0.9,工作磁通密度Bw=0.3T。

(1)計算總視在功率PT.設反向快速恢復二極管FRD的壓降：VDF=0.6*2=1.2V3 推挽逆變的問(wèn)題分析

3.1 能量回饋

主電路導通期間，原邊電流隨時(shí)間而增加，導通時(shí)間由驅動(dòng)電路決定。

圖2:推挽逆變能量回饋等效電路

圖2(a)為S1導通、S2關(guān)斷時(shí)的等效電路，圖中箭頭為電流流向，從電源UI正極流出，經(jīng)過(guò)S1流入電源UI負極，即地，此時(shí)FWD1不導通;當S1關(guān)斷時(shí)，S2未導通之前，由于原邊能量的儲存和漏電感的原因，S1的端電壓將升高，并通過(guò)變壓器耦合使得S2的端電壓下降，此時(shí)與S2并聯(lián)的能量恢復二極管 FWD2還未導通，電路中并沒(méi)有電流流過(guò)，直到在變壓器原邊繞組上產(chǎn)生上正下負的感生電壓。如圖2(b);FWD2導通，把反激能量反饋到電源中去，如圖 2(c)，箭頭指向為能量回饋的方向。圖3所示為AP法設計開(kāi)關(guān)變壓器電路理想工作波形。