基于DSP變壓器直流電阻的“消磁動(dòng)態(tài)”方法測試

造成加電后感性繞組存在過(guò)渡過(guò)程的原因是磁通不能突變。當由一穩態(tài)轉換到別一穩態(tài)時(shí)就需要過(guò)渡時(shí)間。如果略去剩磁，則測量變壓器直流電阻時(shí)，其起始狀態(tài)磁通為零。如果我們設法在整個(gè)測量過(guò)程中保持這種零狀態(tài)，那就從根本上消除了過(guò)渡過(guò)程，達到快速測量的目的。測量高(中)壓線(xiàn)圈的直流電阻的同時(shí)，在中(低)壓線(xiàn)圈中加反向電流，目的是抵消電流磁場(chǎng)。也就是說(shuō)，當測量高壓側直流電阻時(shí)，除在高壓待測相線(xiàn)圈中加電流外，還應在相應的中壓側線(xiàn)圈中加一反向電流，使此電流產(chǎn)生之磁勢與高壓側產(chǎn)生之磁勢大小相等方向相反，如能同時(shí)加入則性能達到相互抵消。即，保證在整個(gè)測量過(guò)程中保持“零磁通”狀態(tài)。其簡(jiǎn)圖如圖2(略去低壓繞組)所示。

設高壓側有N1匝，中壓側有N2匝，則高壓側磁勢為N1i1，中壓側為N2i2，如N1i1+N2i2=0，則i2=-N1·i1/N2，因N1/N2=u1/u2，故，由銘牌上給定的某一分頭電壓比，即可求出匝數比。

當測量低壓側繞組時(shí)，其簡(jiǎn)化電路如圖3所示。由圖可知，中低壓匝數比為中壓線(xiàn)電壓和低壓線(xiàn)電壓之比，如設中壓線(xiàn)電壓為u2，低壓為u3，則N2/N3=(u2//u3。又因低壓繞組系bc相串接后與a相并接。故，總注入電流應為a相電流的1.5倍，即：

滿(mǎn)足(8)式關(guān)系即可使中低壓磁勢相互抵消。通過(guò)DSP控制恒流源輸出消磁電流的大小，完成測試。

2.2動(dòng)態(tài)測試法基本思路

僅靠“靜態(tài)”的方法并不能很好地解決測量的準確性與快速性這個(gè)矛盾。為此，本文提出了在“靜態(tài)”測量的思路基礎之上的“動(dòng)態(tài)”測試法。其原理示意圖見(jiàn)圖4，圖中，UN是串入繞組中的高精密標準電阻RN上端電壓，E為被測繞組端電壓。

由式(1)可知，在消磁過(guò)程中，能測出t1、t2兩個(gè)不同時(shí)刻的UN及E值，將它們代入式(1)中可得：

從理論上講，Δt取值越小，利用(9)、(10)式解出的直阻值RX越準確，那么保證測量的準確性是不成問(wèn)題的，但事實(shí)并非如此。當Δt小到一定程度后，算出的RX值的誤差將隨著(zhù)Δt減小而增大。這是因為計算機運算中的字長(cháng)及模擬信號A/D轉換時(shí)的量化誤差和線(xiàn)圈的自然時(shí)間常數等因素都對直阻RX的計算結果產(chǎn)生影響。動(dòng)態(tài)測試法必須經(jīng)過(guò)認真研究及大量仿真試驗，方可得出最優(yōu)測量方案。但在測量過(guò)程中通以消磁電流后，電流的變化相對比較穩定一些(即Δi較小)，采樣點(diǎn)數就可以取得少一些，因此，Δt取值就可以相對偏大一些，減輕了微處理器的計算負擔。本測試儀根據下式確定采樣點(diǎn)數：

式(11)中，Δi和δ事先由計算機設定。在Δt(事先由計算機設定)時(shí)間間隔內連續采樣電壓，并進(jìn)行判斷，一旦滿(mǎn)足要求就不需采樣電壓，而進(jìn)行數據處理，完成顯示和PC通訊等功能。3 測試系統介紹

整個(gè)測試系統以TMS320F240為控制中心，系統框圖如圖5所示。TMS320F240(16位定點(diǎn)處理器)，將高性能DSP內核和豐富的微控制器外設功能集于單片之中，從而成為傳統的多微處理器單元(MCU)和昂貴的多片設計的理想替代品〔5〕。F240具有16路10bit A/D輸入接口，由于它優(yōu)良的性能使得依靠單一的芯片基本上可以完成系