分析開(kāi)關(guān)模式電源的諧振坐標方法 輕松設計RCD緩沖器

這是查找緩沖器電阻Rsn的傳統方式。但是，L-C諧振幾步后，峰值漏極電流Ipeak被降低了一些。因此，等式(3)可能誤導被過(guò)度設計的系統。

讓我們使用諧振坐標得出實(shí)際峰值漏極電流，以避免在下一節過(guò)度設計RCD緩沖器。2.2 諧振坐標中的RCD緩沖器設計和分析

本節將使用諧振坐標設計RCD緩沖器。僅設計緩沖器時(shí)，無(wú)需分析整個(gè)反激式操作模式。圖3顯示每個(gè)模式的等效電路，圖4顯示反激式轉換器中的開(kāi)關(guān)MOSFET的vDS(t)。

圖3：關(guān)閉主開(kāi)關(guān)后顯示的每個(gè)模式的等效電路(按順序依次為模式1至4)

圖4：關(guān)閉開(kāi)關(guān)后的vDS(t)

在模式1中，電感(Llk和Lm)中的電流對CDS充電，直至其電壓達到Vin+nVout，其中Lm是變壓器的磁化電導。在t1，次級二極管接通，并且磁化電導的兩端箝位在反映的輸出電壓nVout上。在模式2中，通過(guò)CDS和Llk之間的諧振，CDS上的電壓增加到Vin+Vsn，從而接通緩沖器二極管。因此，漏極電壓箝位在Vin+Vsn(在模式3期間)。CDS和Llk之間的諧振由于減幅如模式2一樣在模式4中恢復。當電感和電容與DC電壓源(Vdc)串聯(lián)諧振時(shí)，電容上的電壓和通過(guò)電感的電流可繪制在一個(gè)平面中。在平面上，X軸是電壓，Y軸是電流。如果將L-C回路的特性阻抗乘以Y軸而使兩個(gè)軸的單位相同，電壓和電流的軌跡將顯示一個(gè)圓，圓的原點(diǎn)在(Vdc, 0)，半徑為起點(diǎn)和原點(diǎn)之間的長(cháng)度。使用這種圖形方式來(lái)理解諧振，就很容易找到圖4中t2的實(shí)際峰值漏極電流。在模式1~4期間，iDS(t)和vDS(t)繪制在諧振坐標中，如圖5所示。

圖5：諧振坐標中的模式分析

模式1中是圓，圓的原點(diǎn)在(Vin,0)，起點(diǎn)在(0,ZmIpeak)。它一直持續到vDS(t)達到Vin+nVout，如圖4中所示。根據圖5的模式1，圓的等式如下：

(4)

其中Zm是Lm+Llk和CDS、√((Lm+Llk)/CDS)的特性阻抗。

模式2中是橢圓，橢圓的原點(diǎn)在(Vin+nVout,0)，起點(diǎn)在(A, B)。通過(guò)坐標映射，圓變成橢圓，因為特性阻抗從√((Lm+Llk)/CDS)變?yōu)椤?Llk/CDS)。根據圖5的模式2，橢圓的等式如下：

(5)

緩沖器二極管在模式2的末端接通，即點(diǎn)(C,D)。因此，當緩沖器二極管接通時(shí)實(shí)際峰值電流為D/Zm，即D/√((Lm+Llk)/CDS)。根據等式(4)和(5)，實(shí)際峰值電流Ipk,sn如下：