離線(xiàn)LED驅動(dòng)器拓撲的設計挑戰

在考慮使用LED驅動(dòng)器將AC輸入電壓轉換為用于LED負載的恒定電流源的拓撲時(shí)，將LED應用分為三種功率水平是有幫助的：（1）低功率應用。要求輸入低于20W，例如燈條、R燈和白熾燈的替換品；（2）中等功率應用。輸入最高為50W，例如天花板筒燈和L燈；（3）高功率應用。要求輸入高于50W，例如標牌燈或街燈。設計人員在這三種功率范圍內面對不同的挑戰組合，包括成本、安裝LED驅動(dòng)器的空間、效率、設計復雜性、功率因數、平均失效時(shí)間(mean-time-to-failure, MTTF)以及可靠性，上述只是諸多挑戰中的一些。本文將推薦在這三種基本功率范圍內使用的基本拓撲以應對設計挑戰。

低功率解決方案面向小尺寸照明燈應用，這些應用要求安裝LED驅動(dòng)器的設計體積小，通過(guò)控制流過(guò)LED的電流來(lái)達到穩定的光輻射，并具有高效率和低成本。為了符合“能源之星(Energy Star)”對于照明器具的規劃要求，對于住宅燈具的功率因數必須≥0.7，并且對于輸入功率大于5W的商業(yè)應用，功率因數必須≥ 0.9。

（1）如果不需要LED驅動(dòng)器隔離，降壓調節器拓撲具有最低的BOM成本，因而是可以考慮的低成本解決方案。圖1為非隔離降壓拓撲示例，包括了功率因數校正和調光能力，僅有一個(gè)磁性元件（一個(gè)簡(jiǎn)單電感）和一個(gè)單一MOSFET/二極管對，用于降壓功率轉換。如果輸入電壓高于LED負載所需的輸出電壓，此拓撲為最佳選擇。

圖1 帶有PFC的非隔離降壓轉換器

在需要隔離LED驅動(dòng)器時(shí)，一個(gè)好的拓撲選擇就是初級端調節(primary-side regulated，PSR)反激拓撲；圖2是一個(gè)PSR反激LED驅動(dòng)器示例。無(wú)需次級端反饋，可以降低成本，因而此拓撲的元件數目較少，可以實(shí)現良好的恒定電流調節?？刂破髦锌梢约蒑OSFET以減少BOM數目及減少印刷線(xiàn)路板空間。因無(wú)需使用用于次級反饋的光隔離器PSR反激的可靠性得以提高。

圖2 初級端調節轉換器

對于PSR反激拓撲，不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)是首選的工作模式，因為它可以更好地調節輸出。典型波形如圖3所示。

圖3 DCM反激轉換器波形

當PSR LED驅動(dòng)器以恒定電壓調節模式工作時(shí)，在電感器電流放電時(shí)間Tdis期間，輸出電壓和二極管正向電壓降之和被反映至輔助線(xiàn)圈端。因為二極管正向電壓降隨著(zhù)通過(guò)二極管的輸出電流減少而減少，在二極管放電時(shí)間Tdis的末端，輔助線(xiàn)圈電壓反映了輸出電壓。通過(guò)在二極管放電時(shí)間末端對輔助線(xiàn)圈電壓進(jìn)行采樣，獲得輸出電壓的信息。

當以恒定電流調節模式工作時(shí)，使用峰值漏極電流IPEAK和電感電流放電時(shí)間Tdis可以估算輸出電流，因為在穩定狀態(tài)下輸出電流與二極管電流的平均值相同。采用飛兆半導體創(chuàng )新的TRUECURRENT?技術(shù)，可以精確控制恒定電流輸出。

PSR拓撲的效率可以達到85%。作為一個(gè)例子，考慮8.4W的應用，LED驅動(dòng)器的總功率損耗在85VAC輸入時(shí)測得為1.32W。損耗的支出，最大來(lái)自于變壓器，估計為0.55W，隨后是緩沖電路(如圖2所示，二極管與并聯(lián)的電阻和電容串聯(lián)，跨接在變壓器初級線(xiàn)圈上)，其損耗為0.31W，MOSFET的損耗為0.26W，以及輸出整流和橋式整流器一起的0.20W損耗。

（2）變壓器和緩沖電路通常是較主要的功率耗散組件，由于來(lái)自變壓器的漏電感，因而需要緩沖電路來(lái)防止電壓施壓在MOSFET上，假如未注意到這兩個(gè)設計方面，印刷線(xiàn)路板和輸入EMI濾波器也可以成為顯著(zhù)的功率耗散來(lái)源。

總體1.32W損耗可能看起來(lái)并不是功率損耗的重要來(lái)源，但在一個(gè)低功率LED驅動(dòng)器中，LED負載靠近驅動(dòng)器，因而使設計發(fā)熱的是總體負載功率加上驅動(dòng)器損耗。熱傳遞不會(huì )選擇強制冷卻氣流，因而上面引用的示例必須使用能夠從半導體和電氣器件中高效傳導8.4W功率的燈具，以便維持可靠性。假如散熱解決方案不能夠平衡這一功率并保持元件低溫，那么，使用電解電容器會(huì )減少設計的平均無(wú)故障工作時(shí)間(MTTF)。

中等功率解決方案仍然要求小體積設計和功率因數校正。在該功率范圍內效率和可靠性仍然是重要的設計制約?？墒褂玫牧己猛負涫菃渭壒β室驍敌Ｕ醇ね負?，如圖4所示。

圖4.單級PFC反激轉換器

單級設計減少了元件數目并且無(wú)需輸入大體積電容器，不僅節省了設計空間，而且也降低了成本。用于功率因數校正控制的反激，使用了次級反饋。采用這些中等功率反激拓撲設計，可實(shí)現高達84%的效率。因為拓撲采用反激方式，在該LED驅動(dòng)器設計中，變壓器和緩沖電路仍然是主要的功耗損耗來(lái)源。在中等功率范圍中，較高的功率水平增加了緩沖電路的功率損耗，因為緩沖電路損耗與變壓器漏電感和MOSFET中峰值電流平方的乘積成比例。在該中等功率設計中，變壓器的尺寸正在增加，而且MOSFET中的峰值電流也在增加。

大功率解決方案關(guān)注最佳的效率和可靠性，合理的成本以及較少的BOM數目。推薦使用兩級式LED驅動(dòng)器。第一級用于功率因數校正，隨后是DC-DC轉換級來(lái)調節恒定電流輸出。第一級可以采用與中等功率范圍單級PFC反激轉換器設計相同的控制器。為了在該兩級方法中減少元件數目，在第一級上，控制器集成了一些元件和特性。

這里推薦兩種次級DC-DC轉換器選擇：準諧振反激，用于低于100W的應用，或者LLC拓撲，用于高于100W的應用。反激方案可以達到合理的效率，相對于LLC拓撲選擇，它是不太復雜的拓撲。通過(guò)降低導通開(kāi)啟時(shí)的電容電壓，QR拓撲減少了與MOSFET輸出電容相關(guān)的開(kāi)關(guān)損耗。QR拓撲MOSFET軟開(kāi)關(guān)也減少了EMI。然而，對于LLC拓撲，較好的效率歸功于MOSFET的零電壓開(kāi)關(guān)(zero voltage switching)，而且可以使用小型保持(holdup)電容器。在該兩級方法中可以實(shí)現高達92%的效率。圖5和圖6顯示了QR和LLC拓撲。請注意圖6中的LLC電路使用了變壓器的漏電感和磁化電感以建立LLC諧振電路。

圖5 兩級PFC + QR反激示例

圖6 兩級PFC + LLC示例

大功率應用通常使用多串LED。圖6顯示了使用次級控制器來(lái)平衡通過(guò)不同LED串負載的電流。

結論

本文針對三種不同功率范圍的離線(xiàn)LED驅動(dòng)器應用，推薦了不同的拓撲。根據不斷增加的LED負載功率水平，提出了降壓轉換器、PFC單級反激，以及兩級PFC反激，并隨后提出了QR反激或LLC方案。每種推薦的拓撲方案都基于安裝LED驅動(dòng)器的可用設計空間、效率要求、可靠性、成本和設計復雜性等考慮，能夠最好地滿(mǎn)足上述限制條件。