適用于全雙工蜂窩手機的GPS LNA

在射頻前端設計中整合GPS功能是當今蜂窩手機的最新發(fā)展趨勢。這在很大程度上是由于FCC對美國市場(chǎng)上E911業(yè)務(wù)的要求而推動(dòng)的。當然交互定位和導航是推動(dòng)手機實(shí)現GPS定位功能的另一個(gè)因素。FCC的規定要求網(wǎng)絡(luò )運營(yíng)商提供的定位精度在50-150米范圍內。老式手機定位功能是往往是采用某一種基于（基站）網(wǎng)絡(luò )的定位技術(shù)，如觀(guān)察時(shí)間差測量(OTD)或前向鏈路三角測量(FLT)。在這兩種情況下，手機都會(huì )采用來(lái)自三個(gè)基站的三個(gè)測量結果，這要求系統本身固件支持，或許還得使用另外軟件配合。

 對于內置了GPS接收器的新型CDMA手機可以使用輔助GPS技術(shù)(A-GPS)實(shí)現定位。手機通過(guò)內建的GPS接收器進(jìn)行位置測量并提供這些信息給網(wǎng)絡(luò )，因此網(wǎng)絡(luò )可以提供基于GPS衛星的位置信息。有一個(gè)問(wèn)題是CDMA手機以全雙工模式工作，因此帶外發(fā)射機的的大功率發(fā)射信號和噪聲可能會(huì )阻塞GPS信號。

處理這個(gè)問(wèn)題的方法之一，是在進(jìn)行GPS測量時(shí)關(guān)閉發(fā)射器。比較先進(jìn)的CDMA手機可以在連續或并發(fā)保持語(yǔ)音或數據鏈路的同時(shí)接收GPS。圖1說(shuō)明了非并發(fā)操作中使用的具有GPS功能的手機。在這種情況下，手機在執行GPS測量時(shí)必須中斷鏈路，這是因為同時(shí)只能處理一條基帶I/Q通道。而對于CDMA2000的標準，可以使用可選的分集結構。如圖2所示，由于使用了兩臺接收器，因此手機不會(huì )中斷鏈路，可以進(jìn)行并發(fā)GPS測量。

圖1 對非并發(fā)GPS操作使用兩部天線(xiàn)的前端CDMA手機

如前所述，這種方法的問(wèn)題在于，反向鏈路發(fā)送的信號可能會(huì )阻塞GPS LNA。最壞的情況是手機在PCS頻段(1850-1990 MHz)中工作。并發(fā)測試GPS信號的手機，其鏈路預算必須考慮強大的發(fā)射信號干擾而導致的GPS接收靈敏度下降。必須結合使用雙工器和同向雙工器，抑制發(fā)射信號在GPS頻段中導致的噪聲。由于手機的TX信號可以高達+24 dBm，所以必須使用GPS選頻濾波器對TX信號進(jìn)行抑制。設計人員面臨著(zhù)兩個(gè)問(wèn)題，第一個(gè)是TX信號進(jìn)入GPS通道，TX 噪聲耦合到GPS 頻率中，提高了本底噪聲。第二個(gè)問(wèn)題是由于互調，PCS射頻能量在GPS零中頻轉換路徑中也直接轉換成基帶信號，產(chǎn)生了噪聲。

一個(gè)好的GPS帶通濾波器，可以對PCS發(fā)射頻帶上產(chǎn)生50dB的抑制，GPS LNA前面良好的帶通濾波器可以提供大約50 dB的PCS TX信號抑制。即使引入高抑制比的帶通濾波器。

圖2 對同步使用的GPS操作使用兩部天線(xiàn)（分集）的前端CDMA手機

但高線(xiàn)性的LAN設計對于提高PCS頻帶的帶外抑制仍然重要，這會(huì )直接改善GPS的性能．
這個(gè)基于A(yíng)vago Technologies（安華高科技）ATF-551M4設計的低噪放，采用E-pHEMT工藝，采用無(wú)引腿表貼塑料封裝，其尺寸為1.4 mm x 1.2 mm x 0.7 mm，溝通寬度為400-m，在20-10GHZ上有較低的噪聲以及比較高的線(xiàn)性

除典型噪聲系數非常低外 (0.5 dB)，ATF-551M4在2 GHz時(shí)，當偏置為2.7V 10mA工作時(shí)，可獲得+24.1 dBm的三階輸出交調截止點(diǎn) (OIP3)。由于E-pHEMT可以單電源工作，其有源偏置電路(在為大批量生產(chǎn)設計的放大器中尤其希望使用有源偏置)只要求增加一個(gè)PNP雙極結晶體管和部分電阻。與使用耗盡型場(chǎng)效應器件的放大器相比，E-pHEMT 設計的部件數量較低，因此布局更加緊湊。

設計低噪聲放大器

通過(guò)使用Avago Technologies（安華高科技）Eesof高級設計系統軟件(ADS)，可使用線(xiàn)性和非線(xiàn)性工作模式對低噪聲放大器對進(jìn)仿真。對于線(xiàn)性分析，采用Touchstone格式的兩端口S參數文件建立晶體管模型。除增益、噪聲系數及輸入和輸出回波損耗有關(guān)的信息外，仿真還可以獲得電路穩定性有關(guān)的重要信息，使得通過(guò)仿真可以非常簡(jiǎn)便地找到穩定區域，計算Rollett穩定系數(K)。

圖3 使用無(wú)源偏置電路示意圖

非線(xiàn)性分析

對于非線(xiàn)性分析，我們使用了諧波平衡(HB)仿真器。相比較其它非線(xiàn)性方法， HB仿真器具有計算速度快，可同時(shí)處理分布式單元電路和集總式單元電路，并很容易計算出高階諧波和互調產(chǎn)物。在本應用中，HB用來(lái)仿真1 dB壓縮點(diǎn) (P1dB)、輸入三階交調截止點(diǎn) (IIP3)和輸入二階交調截止點(diǎn)(IIP2)。模擬中使用的非線(xiàn)性晶體管模型基于Curtice的研究結果[1]。盡管這個(gè)模型密切預測DC和小信號參數(包括噪聲)，但它不能正確預測較高偏置值時(shí)的截止點(diǎn)。為正確建立高偏置時(shí)超高線(xiàn)性度的E-pHEMT晶體管模型，需要采用更好的模型?？梢詮腁vago Technologies（安華高科技）網(wǎng)站中下載現有模型。表1概括了非線(xiàn)性分析結果。在低偏置值時(shí)，非線(xiàn)性模擬結果與測得數據比較吻合。

最終的ATF-55143放大器設計

放大器對噪聲匹配使用高通阻抗匹配網(wǎng)絡(luò )。高通網(wǎng)絡(luò )由串聯(lián)電容C1和并聯(lián)電感器L1組成。電路損耗將與噪聲系數直接相關(guān)，因此L1的Q值極為重要。Toko LL1005-FH2N2或類(lèi)似元件適合用于此。Toko LL1005-FH2N2是一種小型多層芯片電感器，在800 MHz時(shí)Q額定值為29。C1同時(shí)也作為隔直電容，同樣L1為PHEMT的Gate提供直流偏置，它們都發(fā)揮著(zhù)雙重作用。C2為L(cháng)1提供良好的旁路地功能。這一網(wǎng)絡(luò )在低噪聲系數、輸入回波損耗和增益之間存在著(zhù)折中選擇。電容器C2和C5提供了帶內穩定性，電阻器R1和R5則提高了低頻穩定性。輸出上的高通網(wǎng)絡(luò )由串聯(lián)電容器C4和并聯(lián)電感器L2組成。同樣L2也為pHEMT提供直流偏置。電感LL1和LL2實(shí)際上是每個(gè)源極上接地的非常短的傳輸線(xiàn)，它們作為串聯(lián)反饋，其電感明顯影響著(zhù)帶內和帶外增益、穩定性、輸入和輸出回波損耗。R2提供了寬帶穩定性。

陷波濾波器用來(lái)降低PCS頻段中的增益。我們使用迭代流程考察了多個(gè)拓撲。流程的基礎是在PCS頻段中間使用諧振電路，降低增益。在輸入和輸出上嘗試了串聯(lián)和并聯(lián)匹配，以同時(shí)滿(mǎn)足噪聲系數和IIP3目標。我們發(fā)現，把諧振電路放在輸出上降低了IIP3。輸入上的諧振電路改善了IIP3，但提高了放大器噪聲系數。

無(wú)源偏置

輸入，輸出射頻匹配后，那么下一步是對設備進(jìn)行直流偏置。圖3是無(wú)源偏置實(shí)例。
其中去掉了R2：
Ids 是漏電流
IBB 是流經(jīng)R3/R4分壓器網(wǎng)絡(luò )的電流
例如，選擇IBB至少是最大預計選通門(mén)極泄漏電流的10倍：
IBB = 0.1 mA,
VDD= 2.7 V,
Vds = 2 V,
Id = 10 mA,
Vgs = 0.45 V
注意，由于使用表2中所示的首選器件值，因此計算得出的值與實(shí)際值之間有所不同。

圖4 演示電路板布局和器件布局

圖4所示的演示電路板主要是為L(cháng)頻段和S頻段中的應用開(kāi)發(fā)的。該電路板是厚為0.031英寸的FR4，介電常數為4.2。輸入端的并聯(lián)LC 網(wǎng)絡(luò )連接到源極地。源極傳輸線(xiàn)使用銅箔，以使電感達到最小。此外，必須使用銅箔或零歐姆電阻器，以彌補R1和R4之間的缺口。

在每個(gè)源端子和電鍍通孔之間精確建立微帶線(xiàn)路尺寸模型，及在微帶和信號接地層面之間精確建立電鍍通孔尺寸模型，使得設計人員可以使用ADS確定一定設計最優(yōu)的源電感量。由于源電感一般在高頻時(shí)會(huì )使FET再生，在低頻時(shí)會(huì )使FET衰減，因此從100 MHz到18 GHz的K值曲線(xiàn)圖中將揭示電路中使用的最優(yōu)數量。圖5是直到6.0 GHz時(shí)測得的穩定系數圖。

圖5 測得Rollett穩定系數圖

放大器在2.7 V的Vdd電源電壓上測試，提供了Vds = 2.0 V @ Id = 10 mA的偏置點(diǎn)。把測得的性能與仿真的性能進(jìn)行比較，仿真的性能從設備產(chǎn)品資料的S參數和噪聲參數中獲得。測得的噪聲系數和仿真的噪聲系數如圖6所示。1575 MHz時(shí)噪聲系數標稱(chēng)值是0.9 dB。連接器和輸入微帶線(xiàn)路的損耗一直為0.15 dB，因此設備總噪聲系數外加匹配網(wǎng)絡(luò )損耗約為1.05 dB。1 dB 增益壓縮時(shí)的輸出功率 P-1dB測得值為+5.8 dBm。輸入三階攔截點(diǎn)IIP3測得值為+5.1 dBm。

圖6 測得的和模擬的噪聲系數和頻率變化情況

在1575 MHz時(shí)放大器測得的和模擬的增益標稱(chēng)值為16.8 dB。圖7中的掃描增益圖說(shuō)明了在低頻時(shí)適當的增益滾降以及陷波濾波器在PCS Tx頻段(1850 - 1910 MHz)中的響應。測得的和模擬的輸入和輸出回波損耗分別如圖8和圖9所示。在1575 MHz時(shí)測得的輸入回波損耗大于10 dB，輸出回波損耗大于18 dB。

圖7

圖8

圖9

結語(yǔ)

從演示電路板中獲得的結果表明，可望對1.575 GHz的GPS應用在低噪聲放大器中使用ATF-551M4。PCS頻段陷波濾波器網(wǎng)絡(luò )提高了放大器的噪聲系數，但降低了放大器對干擾的靈敏性。表3概括了測量結果。R2的值可以降低到4.7?輸入P3可以提高到9.0 dBm，其代價(jià)是穩定系數余量下降。

應用指南AN-1376介紹了不要求陷波濾波器的GPS應用。放大器設計適合TDMA系統，如GSM手機及手持式GPS接收器。放大器與低噪聲系數0.6dB相匹配，同時(shí)可以匹配非常好的輸入和輸出回波損耗。