中頻發(fā)電機對檢測裝置的干擾剖析及EMI濾波實(shí)現

　　0 引言

　　隨著(zhù)電子信息技術(shù)的飛速發(fā)展及各類(lèi)電氣、電子、信息設備的日益廣泛應用，電磁干擾(EMI)的交互作用使得電子設備中存在著(zhù)越來(lái)越復雜的電磁環(huán)境，對各種儀器設備產(chǎn)生越來(lái)越大的危害。電子設備受電磁噪聲干擾的作用會(huì )產(chǎn)生多種危害，在模擬電路中可以引起信號波形的畸變，信噪比降低，甚至信號會(huì )完全被EMI所淹沒(méi)。噪聲干擾也會(huì )使得數字電路系統中的誤碼率上升，邏輯電平紊亂，降低系統信息的可靠性，極端情況下導致失控或誤操作的嚴重后果。尤其在一些特殊領(lǐng)域，與一般的電子信息系統相比，電子設備具有密集度高、電磁兼容環(huán)境惡劣和可靠性要求高等特點(diǎn)，使得電磁兼容(EMC)技術(shù)在該領(lǐng)域的應用具有特殊重要的意義。目前中頻發(fā)發(fā)電機已廣泛應用于艦船、飛機、電站等獨立的供電系統中，對其EMC的研究逐漸受到關(guān)注。由于漏抗的存在，使得中頻發(fā)電機產(chǎn)生共模干擾，本文針對中頻發(fā)電機的噪聲對某檢測裝置的影響，提出降低其干擾的技術(shù)措施，設計了EMI濾波電路，并對濾波效果進(jìn)行了實(shí)際裝載試驗，其結果大大提高了該檢測裝置的性能。

　　1 發(fā)電機噪聲對檢測裝置的危害

　　在實(shí)際裝載工作時(shí)，檢測裝置處于惡劣環(huán)境下，具有嚴重的干擾背景，其自噪聲是非平穩的和非高斯分布的，接收的信號背景中存在時(shí)間彌散、頻率彌散、角度彌散以及嚴重的起伏。檢測裝置過(guò)高的噪聲，嚴重制約了檢測性能。然而在眾多的動(dòng)態(tài)干擾因素中查找影響檢測裝置的主要干擾源是一件困難的事情?？梢哉f(shuō)，確認噪聲干擾源是提高檢測性能的一個(gè)重要環(huán)節。

　　由于中頻發(fā)電機的工作頻率與檢測裝置的不同，并且其供電又經(jīng)過(guò)檢測裝置接收機內部的二次電源轉換，所以一般認為發(fā)電機不會(huì )對檢測裝置造成干擾，在設計時(shí)通常只對發(fā)電機輸出的電壓紋波電平提出要求，而對其輸出的噪聲并未關(guān)注。那么，中頻發(fā)電機是如何影響檢測裝置的呢?

　　1．1 發(fā)電機對檢測裝置的干擾原理

　　圖1是檢測裝置的原理框圖。檢測裝置的發(fā)射通道與收／發(fā)天線(xiàn)連接，發(fā)射大功率探測信號；另一方面收／發(fā)天線(xiàn)與接收通道連接，接收微弱信號進(jìn)行濾波放大及信號處理。中頻發(fā)電機產(chǎn)生高壓供檢測裝置大功率發(fā)射用，產(chǎn)生低壓供檢測裝置的其它電子器件以及系統的其它設備用。發(fā)電機對檢測裝置的干擾正是通過(guò)高壓供電由發(fā)射通道耦合到接收通道的。

　　檢測裝置發(fā)射與接收分時(shí)工作，在接收期間，發(fā)射機不工作，但中頻發(fā)電機始終給發(fā)射機供電。在發(fā)射通道中設計有隔離電路，在收發(fā)轉換過(guò)程中起著(zhù)至關(guān)重要的作用，必須保證在發(fā)射脈沖結束后可靠阻斷發(fā)射通道的干擾。然而在實(shí)際電路中，這種"阻斷"能力總是有限的，于是發(fā)電機的噪聲按照中頻發(fā)電機-發(fā)射通道-收發(fā)天線(xiàn)-接收通道的途徑，泄漏到接收通道，形成干擾。接收機是一個(gè)敏感設備，所接收處理的信號是mV級的小信號，一點(diǎn)點(diǎn)微弱的噪聲干擾都可能影響其工作。因此，中頻發(fā)電機的干擾增加了檢測裝置接收機的噪聲，相關(guān)試驗證明，可使其自噪聲級增加約10～20dB，成為檢測裝置的主要干擾源，嚴重影響了系統的檢測性能。

　　1．2 共模干擾與差模干擾

　　根據文獻[1]介紹，共模(Common mode)是指存在于兩根或多根導線(xiàn)中，流經(jīng)所有導線(xiàn)的電流都是同極性的，差模(Differential mode)是指在導線(xiàn)對上的電流極性是相反的。共模干擾的干擾電流在電纜中的所有導線(xiàn)上幅度／相位相同，它在電纜與大地之間形成回路流動(dòng)，見(jiàn)圖2(a)。差模干擾的干擾電流在信號線(xiàn)與信號地線(xiàn)之間流動(dòng)，見(jiàn)圖2(b)。

　　由于共模干擾與差模干擾的干擾電流在電纜上的流動(dòng)方式不同，對這兩種干擾電流的濾波方法也不相同。因此在進(jìn)行濾波設計之前必須了解所面對的干擾電流的類(lèi)型。

　　1．3 中頻發(fā)電機產(chǎn)生的共模干擾分析

　　圖3是中頻發(fā)電機整流原理圖，圖4為三相全波整流電路，其中(a)為三相半波共陰極組，(b)為三相半波共陽(yáng)極組，二者的串聯(lián)即為圖3的等效電路。

　　文獻[2]對發(fā)電機整流模塊產(chǎn)生干擾的機理進(jìn)行了深入的研究。由于存在漏抗LT，使整流換相不能在瞬間完成，存在一個(gè)變化過(guò)程，在換相重疊角期間，u1和u2有跳變，從而使整流輸出產(chǎn)生共模干擾。

　　如果三相電源對稱(chēng)的情況下，中頻發(fā)電機產(chǎn)生共模干擾電壓的時(shí)域、頻域表達式為[2]：

　　式中，U為電源相電壓有效值；ω為電源角頻率；γ為三相整流橋的換相重疊角，與中頻發(fā)電機的漏抗有關(guān)；ε(t)為單位階躍函數；t γ為換相重疊角γ對應的時(shí)間；δ(t)為單位脈沖函數；k為自然數。

　　2 E MI濾波器的設計與實(shí)現

　　為了提高檢測裝置的信噪比，必須設計合理的EMI濾波器，消除或減小發(fā)電機共模干擾對檢測裝置的影響。

　　2．1 EMI濾波器的基本結構和原理

　　在EMI抑制中，低通濾波器使用得最多。濾波電路通常采用由電感、電容構成的無(wú)源濾波器的形式。電容與電感的連接方式不同決定濾波器的Q值和衰減量。噪聲濾波器不僅要考慮其基本結構，還要考慮其所連網(wǎng)絡(luò )兩端的阻抗大小，并根據源阻抗及負載阻抗的不同，依照阻抗最大失配原則來(lái)選擇正確的接法，兩者阻抗差別越大，濾波器的濾波效果也就越好。電路結構的選擇原則規律是"電容對高阻、電感對低阻"，如表1。

　　本系統對應的是低源阻抗、高負載阻抗，采用先串電感后并電容的反r型濾波電路。為了在阻帶內獲得最大衰減，濾波器輸入端阻抗需與之連接的噪聲源阻抗相反，即對中頻發(fā)電機產(chǎn)生的低阻抗噪聲源，濾波器需呈現高阻抗(大的串聯(lián)電感)。在檢測裝置所關(guān)注的低頻噪聲頻段，要增加濾波器對較低頻率干擾的衰減，需要大的濾波電感和電容。

　　由于共模干擾和差模干擾具有不同的干擾特點(diǎn)，噪聲濾波器設計需要采用不同的結構來(lái)對噪聲干擾進(jìn)行抑制。中頻發(fā)電機產(chǎn)生的噪聲以共模干擾為主，共模干擾濾波電路是在電源線(xiàn)的輸入上均串入共模電感，即共模扼流圈。共模扼流圈是以鐵氧體(或更高導磁率的超微晶磁材)為磁芯的共模干擾抑制器件，它由兩個(gè)匝數相同并對稱(chēng)地繞制在同一個(gè)環(huán)形磁芯上的線(xiàn)圈構成，如圖5所示，形成一個(gè)四端器件，要對于共模信號呈現出的大電感具有抑制作用，而對于差模信號呈現出的很小的漏電感幾乎不起作用。

　　共模扼流圈的原理是流過(guò)共模電流時(shí)磁環(huán)中的磁通方向相同(磁通方向根據文獻[4]判別)，因而相互疊加(φ1+φ2)，從而具有相當大的電感量，對共模電流起到抑制作用(圖5(a))，而當兩線(xiàn)圈流過(guò)差模電流時(shí)，磁環(huán)中的磁通方向相反，因而相互抵消(φ1-φ2)，幾乎沒(méi)有電感量，所以差模電流可以無(wú)衰減地通過(guò)(圖5(b))。因此共模電感在平衡線(xiàn)路中能有效地抑制共模干擾信號，而對線(xiàn)路正常傳輸的差模信號無(wú)影響。對于中頻發(fā)電機輸出來(lái)說(shuō)，任何時(shí)候電源線(xiàn)之間的電流都是大小相等，方向相反的(圖5(b))，磁芯中的磁通相互抵消，線(xiàn)圈不呈現阻抗，避免了檢測裝置發(fā)射機高壓供電工作時(shí)因為濾波器的引入而在電源端產(chǎn)生附加的壓降。由此分析得出，在中頻發(fā)電機供電輸出端接入共模扼流圈，能夠抑制電源線(xiàn)上供電回路的共模干擾，而對供電電流不起任何阻礙作用，可以無(wú)損耗地傳輸。

　　共模電感在制作時(shí)應滿(mǎn)足以下要求：a．繞制在線(xiàn)圈磁芯上的導線(xiàn)要相互絕緣，以保證在高壓供電時(shí)線(xiàn)圈的匝間不發(fā)生擊穿短路。b．線(xiàn)圈中的磁芯應與線(xiàn)圈絕緣，以防止在瞬時(shí)過(guò)電壓作用下兩者之間發(fā)生擊穿。c．線(xiàn)圈應盡可能單層繞制，以減小線(xiàn)圈的寄生電容。

　　2．2 EMI濾波器的電路設計

　　為減小體積和重量，中頻發(fā)電機濾波電路采用單級LC EMI濾波器，電路如圖6所示。

　　對于抑制低頻噪聲，理論上發(fā)電機濾波器的電感和電容的參數選得越大，濾波效果越好。但在實(shí)際應用中，容量大的電容一般寄生電感也大，自諧振頻率低，對高頻噪聲的去耦效果差，而電感值越大，電感的體積也越大，所以在設計時(shí)應權衡各種因素的影響，確定合適的參數。由于檢測裝置中本身帶有幾百mF的電容，因此在本系統中，僅在電容前增加一個(gè)共模扼流圈(約幾十mH，取決于要濾除的干擾的頻率，頻率越低，需要的電感量越大)，它與檢測裝置原有的電容一起構成了反T型濾波電路。濾波電路參數選定后，必須驗證參數選取得是否合適，以保證發(fā)電機噪聲濾波器的自諧振頻率遠小于所要濾除的噪聲頻率，否則發(fā)電機噪聲濾波器不僅不能夠起到抑制噪聲干擾的作用，而且很有可能會(huì )放大噪聲干擾。在EMI濾波器的設計中，起初考慮到除了要抑制中頻發(fā)電機產(chǎn)生的共模干擾外，還應有抑制差模干擾的能力，但經(jīng)過(guò)相關(guān)的實(shí)驗證明，差模濾波器的使用，并未在需要的頻段上增加濾波效果，因此最終僅采用了共模濾波器抑制發(fā)電機干擾。

　　3 發(fā)電機拖動(dòng)試驗及實(shí)際裝載試驗

　　3．1 發(fā)電機拖動(dòng)試驗

　　發(fā)電機拖動(dòng)試驗驗證系統在中頻發(fā)電機供電下，檢測裝置采取濾波措施前、后接收通道的噪聲情況比較。試驗框圖見(jiàn)圖7所示。

　　將中頻發(fā)電機安裝在中頻發(fā)電機拖動(dòng)臺上，調壓器平穩放置，通過(guò)轉接電纜與檢測裝置及系統其它設備相連接。檢測裝置中，接收通道設計有增益控制電路，能夠使噪聲背景歸一化[5]，其增益控制電壓UG可反映接收通道噪聲的大小。

　　無(wú)濾波措施時(shí)，測量UG=3．0V，增加濾波措施時(shí)，測量UG=6．8V。經(jīng)初步計算，采取了抗干擾措施后噪聲降低了14dB左右。

　　3．2 實(shí)際裝載試驗

　　在無(wú)濾波措施的情況下，實(shí)際裝載試驗時(shí)檢測裝置工作在惡劣環(huán)境下。由于長(cháng)期以來(lái)的認識誤區，并沒(méi)有意識到中頻發(fā)電機的電噪聲是檢測裝置的主要干擾源，導致檢測距離嚴重不足。因而設法采取了其它各種降噪聲措施，但收效甚微。圖8是在發(fā)電機噪聲干擾情況下，實(shí)際裝載試驗時(shí)目標出現在遠距離的檢測結果，橫坐標為該距離下的頻率點(diǎn)，縱坐標為檢測值與門(mén)限值的幅度，信號應出現在140的頻率點(diǎn)附近，由于噪聲太大，信號完全被淹沒(méi)在噪聲中，檢測裝置不能夠發(fā)現目標。

　　圖9是發(fā)電機噪聲干擾情況下，實(shí)際裝載試驗時(shí)目標已出現在較近距離時(shí)的檢測結果。此時(shí)隨著(zhù)檢測裝置與目標之間的距離接近，信噪比逐漸增大，信號已超過(guò)了門(mén)限值，檢測裝置發(fā)現了目標。但是探測距離極為有限。

　　當采取了抗干擾措施之后再進(jìn)行實(shí)際裝載試驗，系統內電噪聲降低到與自噪聲相比可以忽略不計的程度。由于降低噪聲的效果非常顯著(zhù)，大大改善了系統的工作環(huán)境，使檢測距離大幅度增長(cháng)，達到了一個(gè)新的水平。圖1O為實(shí)際裝載工作時(shí)目標出現在遠距離(與圖8相同的距離)下的檢測結果。從圖10可以看出，信號已遠遠超出門(mén)限，檢測裝置能夠在此距離甚至更遠距離下發(fā)現目標。由于檢測裝置的探測距離受到檢測周期的限制，圖8和圖10的距離已是檢測裝置的極限距離。從圖10中信號超出門(mén)限的幅度看，檢測能力還有余量，可利用加大檢測周期長(cháng)度進(jìn)一步提高檢測距離。

　　4 結語(yǔ)

　　檢測裝置工作于實(shí)際裝載情況下。但是由于實(shí)際裝載時(shí)干擾因素很多，自噪聲與環(huán)境噪聲疊加在一起無(wú)法區分，因此在本課題中，確定噪聲源是一個(gè)難點(diǎn)，包括對檢測裝置噪聲源的定位及中頻發(fā)電機噪聲對檢測裝置的干擾機理的分析。噪聲源一旦確定，對檢測裝置來(lái)說(shuō)是一個(gè)長(cháng)足的進(jìn)步，是提高其性能的關(guān)鍵。本研究針對具體情況作出具體分析，找出干擾源，并將抗干擾措施首次應用到檢測裝置中，取得了較好的噪聲抑制效果，大幅度提高了檢測裝置的信噪比。