通信應用中差分電路設計的相關(guān)技術(shù)解析

以足夠的保真度成功捕獲信號是通信系統設計的一大難題。嚴格的標準規范會(huì )要求選擇合適的接口拓撲結構。本期座談介紹了差分設計技術(shù)的優(yōu)勢，以及其性能優(yōu)勢在當今高性能通信系統中如何影響嚴格的系統需求。此外，將回顧射頻的定義，概要說(shuō)明系統預算，并對比不同的實(shí)現方法。

通信應用中差分電路設計的相關(guān)技術(shù)有哪些呢？首先對單端和差分信號進(jìn)行一下比較，然后簡(jiǎn)單介紹接收器的信號鏈和系統性能方面一些需要考慮的因素，然后就會(huì )發(fā)現差分應用的優(yōu)勢。從驅動(dòng)ADC的角度與單端應用作比對，我們會(huì )發(fā)現差分應用會(huì )更容易實(shí)現較高的數據率。最后呢，我們將回到系統設計層面，總結差分應用的好處。

單端和差分信號

首先談到單端和差分信號的概念，這個(gè)大家都比較了解了。這里我們用另外一種方式來(lái)表達，我們可以將信號分為不平衡信號或平衡的信號，單端信號屬于不平衡信號，因為它是單側信號，所以是相對地而言的，沒(méi)有與之平衡的信號對，相比平衡信號，不平衡的信號呢一般會(huì )產(chǎn)生較高的諧波失真。

而差分信號，則是平衡信號，差分對一般有著(zhù)共同的共模電平和幅值相同的差模電平。衡量差分信號或者說(shuō)平衡信號時(shí)，我們關(guān)心的是正負輸入端信號的差值變化。這種平衡的信號帶來(lái)的諧波失真就相對小很多。

系統級設計

另一方面，在通信系統應用的時(shí)候，我們看到一個(gè)比較通用的超外差接收器的信號鏈，圖1 為通用的超外差接收器的信號鏈，在天線(xiàn)后接一級低噪放大器，用于放大信號并抑制噪聲，而后用兩級混頻器將信號下變頻到較低頻，其間我們會(huì )加入適當的濾波器，以濾除有用信號頻帶以外的噪音和諧波，之后就是驅動(dòng)ADC的緩沖運放。這是我們今天主要討論的問(wèn)題。這一級運放的主要目的是調節信號的電平范圍，提高驅動(dòng)能力，有時(shí)候也要作為單端差分之間的轉換。在進(jìn)入ADC之前我們需要加抗混疊濾波器，最后是用ADC對基帶信號進(jìn)行模數轉換。我們看到如果系統想實(shí)現較高的動(dòng)態(tài)范圍，除信號以外不能引入過(guò)多的噪聲和諧波。

圖1 通用的超外差接收器的信號鏈

來(lái)具體看一下在一個(gè)通信系統中有哪些比較值得注意的性能和指標，在我們對單端信號和差分信號作比較之前，我們需要了解一些系統級設計所要考慮的問(wèn)題。

那么，什么樣的設計是一個(gè)較好的射頻系統設計呢？首先，信號靈敏度要高，這意味著(zhù)較低的噪聲，時(shí)鐘引入的相位噪聲同樣要低。輸入信號要有足夠的驅動(dòng)能力，相關(guān)的指標，如高的三階截點(diǎn)和1dB壓縮點(diǎn)。然后就是各個(gè)模塊的性能是否足夠好，是否能較好的區分信號和噪聲，線(xiàn)性度是否足夠好等等。另外呢就是低功耗低成本等方面的考慮了。

我們說(shuō)差分信號鏈相對單端信號來(lái)講有很多優(yōu)勢。由于是差模信號，輸出的是兩個(gè)差分信號，實(shí)際上輸出的差模信號幅度相對擴大了一倍，換一個(gè)角度來(lái)講，在同等輸出范圍條件下，工作電壓會(huì )更低。這樣，在要求低諧波失真的應用中，就可以保證足夠的幅值余量。差分系統自身類(lèi)似奇函數的特性可以消除系統中的偶次諧波項，也就是說(shuō)2次、4次、6次諧波等，在這些頻點(diǎn)上的諧波相對奇次諧波會(huì )很小甚至看不到。最后，由于信號的返回路徑不再是地平面，信號受地平面或是電源平面影響不是那么敏感，從而減少了噪聲的耦合引入，同時(shí)實(shí)現更好的抗電磁干擾效果。

如圖2所示，單端信號會(huì )對共模噪聲、電源噪聲和電磁干擾比較敏感，運放會(huì )對這些噪聲一定程度的放大。而差分信號由于兩側信號自身形成電流回路，抑制了共模噪聲和干擾，僅對差模信號進(jìn)行有效放大。

通過(guò)推導，我們也可以看出差分放大的奇次特性，理想情況下頻譜上我們僅能看到基波和奇次項諧波。在這里我們僅給出結論，比較值得注意的是三次諧波和它引起的三階截點(diǎn)，IP3是在基波和三階失真輸出曲線(xiàn)交點(diǎn)的理論輸入功率，它是描述放大器線(xiàn)性程度的一個(gè)重要指標：

在通信系統設計中，對有用信號的驅動(dòng)、提取并加載到ADC輸入上是很關(guān)鍵的問(wèn)題。對于高精度系統設計，要求對器件和接口方式進(jìn)行適當的選擇。我們將給大家幾個(gè)例子，但在此之前請大家了解，如圖3所示，我們要提取的是藍色部分的有用信號，它的能量很小而且還有周?chē)盘柡驮肼暤母蓴_。為了把它抓出來(lái)，我們要對噪聲，動(dòng)態(tài)范圍，和其他一些ADC相關(guān)的指標加以注意，后面的幻燈片中將具體說(shuō)明。我們看到功能實(shí)現的主要模塊包括緩沖運放，抗混疊濾波器和ADC。

圖2 單端和差分信號差別



圖3 有用的信號和噪聲

圖4是一個(gè)單端輸入單端運放的例子，可以看到中頻放大器、抗混疊濾波器、變壓器和ADC四個(gè)級各自的信號增益，輸入輸出3階截點(diǎn)功率，和引入噪聲的系數等指標。單端信號利用無(wú)源變壓器在A(yíng)DC前轉換為差分信號。這里要注意一下，假設ADC的終端匹配阻抗為200Ω，而由于前面各級都是50Ω的特征阻抗，所以將變壓器的阻抗比設為1:4。

如果把變壓器提前，將信號在運放前就轉換為差分信號，則單端運放換成差分運放，這樣即構成全差分結構。如圖5所示。

這里要講到級聯(lián)系統總體噪聲系數和輸入輸出三階截點(diǎn)的等效計算。當考慮總體的噪聲系數時(shí)，第一級的影響最大；而考慮截點(diǎn)指標時(shí)，最后一級的影響最明顯。

再考慮一下無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍與系統三階截點(diǎn)的關(guān)系，我們知道隨著(zhù)輸入信號能量增加，三階交調失真和噪聲底剛好相等時(shí)，系統達到最大的SFDR，此時(shí)可以用這個(gè)式子來(lái)表示：SFDR = (2/3)(IIP3-NF-10log( TERMAL NOISE)。

于是我們可以算出剛才提到的兩種單端轉差分方式，總體產(chǎn)生的信號增益、三階截點(diǎn)、噪聲系數和無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍。從指標上看相差不多，差分有源驅動(dòng)的結構總體失真和噪聲系數略高，但是SFDR性能也高一些。另外要注意，在單端無(wú)源轉換結構中，如果去掉中頻放大器，滿(mǎn)幅的參考輸入功率為6dBm，且抗混疊濾波器的設計是非對稱(chēng)的結構。而且整個(gè)設計要加入更多阻性匹配器件，這就要求前級驅動(dòng)的能力要強，也就是說(shuō)電流和功耗要大。另外，單端運放的偶次諧波，共模抑制，電源抑制問(wèn)題也都會(huì )一定程度上影響整體系統的性能。

另一方面，在傳送數據時(shí)，可以一位一位地傳，也可以將其分割成符號進(jìn)行傳送，比如每個(gè)符號兩比特，然后將其分別對應到4種相位上，之后再作用到載波上進(jìn)行傳送。這是一種很常見(jiàn)的調制模式，即QPSK。

通常情況，我們可以用星座圖來(lái)描述不同的調制方式，我們知道高階的調制可用于更高數據速率的收發(fā)器中，但同時(shí)需要更低的本振泄漏、更好功放線(xiàn)性度、更高的系統帶寬和解調器信噪比。一方面呢，ADI也在開(kāi)發(fā)更高性能的產(chǎn)品以滿(mǎn)足客戶(hù)的需要，另一方面我們也要在系統設計時(shí)注意發(fā)掘問(wèn)題的原理，并采用適當的方法和技巧加以解決。

圖6中我們可以看出接收系統中的噪聲和諧波對誤差向量幅度EVM的影響。也就是說(shuō)，解調出來(lái)的信號相對理想的星座圖位置會(huì )有所偏移，一般我們用誤差向量幅度來(lái)衡量，過(guò)大的誤差向量幅度會(huì )導致符號錯誤并惡化位出錯率。特別在高階調制方式時(shí)，符號之間的位置更近，對誤差向量幅度的要求更嚴格。

圖4 單端輸入單端輸出的例子


圖5 全差分結構的例子


圖6 接收系統中的噪聲和諧波對誤差向量幅度EVM的影響

由此我們可以得出，更高階的調制有著(zhù)更高的數據速率，同時(shí)也要有更好的EVM，而更好的EVM意味著(zhù)較高的無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍SFDR，而SFDR又與信噪比、交調失真和各次諧波項相關(guān)。所以要提高以上這些性能指標，采用平衡信號、差分結構即可得到顯著(zhù)改善。

總結

最后，對于好的射頻系統來(lái)講，主要關(guān)注的是如何提高對有用信號的敏感度，從而更好地將信號從噪聲、諧波和各種干擾中分離出來(lái)。而差分應用的好處就在于更好的共模抑制、電源抑制、抗電磁干擾能力、更好的線(xiàn)性度以及同等條件下相對單端信號更大的動(dòng)態(tài)范圍。無(wú)疑，差分結構優(yōu)勢明顯，更多也更適合用于高性能的射頻系統。