一種超聲波電機測試電源的設計

超聲波電機(USM)具有能夠直接輸出低轉速大力矩，瞬態(tài)響應快(可達ms量級)、定位精度高(可達nm量級)，無(wú)電磁干擾等諸多優(yōu)點(diǎn)。USM的運行需要有兩路具有一定幅值，相位上正交(或可調)，頻率在20 kHz以上的高頻交流電源。驅動(dòng)信號源的幅值、頻率及相位直接影響USM的性能。為便于USM的性能測試及研究，需要提供一種在幅值、頻率、相位上均可調的測試電源。以往的超聲波驅動(dòng)器多采用分立器件構成如文獻，其電路結構復雜。文獻雖然改用FPGA或CPLD生成，但所生成的信號頻率變化是不連續的。文獻是用單片機和專(zhuān)用的DDS芯片，存在抗干擾性差，可靠性低的弊端。

本文介紹了基于DLL數字頻率直接合成技術(shù)(DDS)用ALTERA公司的FPGA器件和VHDL語(yǔ)言編程，按相位累加的方法產(chǎn)生兩相四路頻率相位可調的高頻PWM信號，經(jīng)過(guò)驅動(dòng)電路、光耦隔離電路作為外部功率控制電路H橋的四個(gè)閘門(mén)驅動(dòng)信號，H橋主回路接入的是對市電經(jīng)調壓、隔離、整流及濾波后的直流電。由閘門(mén)驅動(dòng)信號對該直流電進(jìn)行通斷控制，形成可調幅值、頻率、相位差的兩相高頻PWM波的交流信號，再經(jīng)外加電感平滑，將PWM波信號變成類(lèi)正弦波信號，實(shí)現對USM的性能測試。

1 功率控制電路

如圖1所示，加于USM的A、B兩相交流信號是由FPGA產(chǎn)生的四路脈沖信號控制MOS管開(kāi)關(guān)對整流濾波后直流電進(jìn)行通斷控制，在圖1所示H橋逆變器的作用下，將直流電逆變?yōu)榕c逆變器開(kāi)關(guān)頻率相同的矩形波交流電，經(jīng)串聯(lián)電感平滑，就得到了USM所需的兩相高頻類(lèi)正弦波信號。該信號可由主回路的調壓器調節幅值，A、B兩相的相位差取決于H橋兩側閘門(mén)驅動(dòng)信號的相位差，即閘門(mén)S1與S2(或S3與S4)驅動(dòng)信號的相位差。同側橋臂不能同時(shí)導通，以避免大電流通過(guò)MOS開(kāi)關(guān)管而損壞開(kāi)關(guān)管，理論上同側的兩個(gè)控制信號應該相位互補，實(shí)現推挽輸出，考慮到開(kāi)關(guān)器件的延時(shí)特性，該信號開(kāi)啟閘門(mén)時(shí)要有一定的延時(shí)，即死區時(shí)間。鑒于以上分析及USM性能測試的需求，閘門(mén)控制信號應具有頻率、相位、死區時(shí)間均可調的占空比大于50％的PWM高頻波。

2 PWM調頻調相高頻信號的產(chǎn)生

參考文獻的DDS設計，將一個(gè)周期的矩形波幅值進(jìn)行2n等分后按順序存于一個(gè)表格中，用高頻時(shí)鐘fclk依次按表中地址順序讀取其數據(幅值)。利用相位累加器可以每隔M個(gè)地址，讀一個(gè)幅值信息。矩形波頻率正比于輸入時(shí)鐘頻率和相位增量M之積，即為基頻時(shí)鐘fclk／2n的M倍。通過(guò)調節步距M(頻率控制字)可調節信號的頻率。調節首次所讀ROM表的地址，可調節矩形波的相位，稱(chēng)該調節參數為相位控制字。若ROM查找表中0，1各占一半則可得到頻率、相位連續可調的方波信號；改變表中1的比例，就會(huì )得到不同脈寬的矩形波。若能從外部調節1的比例，就生成了一路頻率、相位、占空比可調的PWM信號。由于表中只有兩種數O和1，且均連續出現，因而可用比較器替換ROM表，將原來(lái)的地址發(fā)生計數器的計數值劃分為2部分，一部分對輸出信號清零，另一部分對其置1。2種方案相比，后者大大節約了FPGA資源。RTL級原理圖如圖2所示。

程序設計中的FWORD[16．．O]為原理描述中的頻率控制字M，連接于32位計數器F32[32．．6]，其輸出信號FOUT的頻率按如下公式計算FFOUT=fclk／222·FWORD，頻率分辨率為Fmin=25fclk／222，最大輸出頻率為Fmax=Fmin FWORDmax。當系統頻率fclk=50MHz時(shí)，Fmin=0．745 Hz，Fmax=97．648 kHz，即輸出頻率可在O．7～97．6 Hz之間調節。相位控制字為9位，輸出信號FOUT的相位可按如下公式計算：POUT=360°／2°×PWORD，最小分辨率為360°／2°=0．7°。DIEIN[8．．O]為占空比(死區)調節控制字輸入，占空比按計算公式：(29-DIEIN)／210x1 00％，最大占空比為50％，最小接近于O，占空比的調節以使圖一H橋同側的兩個(gè)MOS管剛好不同時(shí)導通為度(故占空比不能大于50％)，占空比太小會(huì )使整個(gè)系統轉換效率降低。

以單相調頻調相PWM信號設計作為底層元件，利用VHDL的結構化描述方式(例化語(yǔ)句)，按相位要求將4個(gè)單相調頻調相信號DDS元件設置成不同相位來(lái)實(shí)現。相位字PWORD為9位，U0：PWORD=O，初始相位=0；U2：PWORD=“100000000”，初始相位為180°；U1元件的初始相位PWOR-D，U2元件的初始相位為PWORD+“00000000”，這就實(shí)現了UO和U1相位差為PWORD，U0和U2，U1和U2相位差各為180°，從而實(shí)現四路調頻調相PWM信號設計。

通過(guò)調節FWORD、PWORD及DIEIN來(lái)分別調節四路輸出信號的頻率、相位差、四路輸出信號的占空比。仿真結果如圖3所示。由仿真圖可知超前90°和滯后90°得到的四路相序正好相反，若用其驅動(dòng)圖1的4個(gè)開(kāi)關(guān)，得到兩相互差90°的信號，一個(gè)為A相超前于B相，另逐個(gè)為A相滯后于B向。用其驅動(dòng)USM，在不改變電機連線(xiàn)的情況下，通過(guò)調節相位差PWORD，方便的實(shí)現電機的旋轉方向控制。

3 實(shí)驗測試

將上述四路控制信號下載于FPGA中，再經(jīng)過(guò)資料介紹的驅動(dòng)隔離模塊后施加于圖1的功率控制電路，通過(guò)示波器測得USM的A、B兩相波形如圖4所示。將上述電路獲得的信號應用于USM45超聲波電機的驅動(dòng)中，該電機所要求的驅動(dòng)信號頻率為45．8 kHz，相位差為90°，峰峰值可達300 V。將其頻率控制字設定為FWORD=x0F000，相位控制字為PWORD=x180(或x080)，死區時(shí)間DIEIN=x33～xFF之間調整，成功地驅動(dòng)了USM 45電機。運行10 min左右，電機轉速下降，通過(guò)將FWORD調小至xED00，即信號頻率為45．2 kHz時(shí)，電機速度又上升到開(kāi)始時(shí)的值(65轉／mi n)。超聲波電機一般工作在定子導納2頻率特性的諧振和反諧振點(diǎn)之間。隨電機運行溫度的升高，導致諧頻率和反諧振頻率約有1．4 kHz的變化。由于USM45電機功率小，額定功率只有2 W，且是空載測試，因而溫升較小，諧振頻率的變化也較小(只有大約0．6 kHz的變化)。

4 結語(yǔ)

由FPGA按照相位累加振蕩器的方法產(chǎn)生的四路調頻、調相PWM信號，具有較高頻率分辨率，在保持相位連續的前提下，能實(shí)現快速頻率切換。該信號不但在外部的逆變電路作用下，成功地對USM45電機進(jìn)行了驅動(dòng)和測試，還可通過(guò)外加專(zhuān)用的L298N型驅動(dòng)芯片方便地應用于步進(jìn)電機和直流電機的驅動(dòng)以及步進(jìn)電機的調頻調速和直流電機的PWM調速。