低電壓大電流同步整流技術(shù)的現狀及發(fā)展

1引言

隨著(zhù)電子技術(shù)的迅速發(fā)展，以及各種微處理器、IC芯片和數字信號處理器的普及應用，使低電壓大電流輸出變換器的研究成為十分重要的課題之一。在低電壓大電流輸出的情況下，使用一般的二極管整流，整流損耗占了變換器總損耗的一半以上，很難達到高效率。使用同步整流技術(shù)則可以較大地減少整流損耗，從而提高變換器的效率。

同步整流技術(shù)按其驅動(dòng)信號類(lèi)型可分為電壓驅動(dòng)和電流驅動(dòng)。而電壓驅動(dòng)的同步整流器按驅動(dòng)方式又可分為自驅動(dòng)和外驅動(dòng)兩種。下面將分別對以上不同的同步整流技術(shù)進(jìn)行分析比較。

2MOSFET模型及損耗分析

使用同步整流技術(shù)是為了減少整流損耗，提高效率。不管采用那種同步整流技術(shù)，都是通過(guò)使用低通態(tài)電阻的MOSFET替代輸出側的整流二極管，以最大限度地降低整流損耗。因此必須先討論MOSFET的模型和損耗。MOSFET的模型[1]如圖1所示。

MOSFET的主要損耗為

1）寄生電容充放電所造成的損耗Pc

Pc=2f∫C(v)vdv（1）

式中：f為開(kāi)關(guān)頻率；

C(v)為寄生電容值；

v為加在電容兩端的電壓。

2）MOSFET的導通損耗PRds

PRds=Io2Rds（2）

式中：Io為輸出負載電流；

Rds為通態(tài)電阻，Rds=Rcha＋Rd，其中Rcha為MOSFET的導通溝道和表面電荷積累層形成的電阻，Rd是由MOSFET的JFET區和高阻外延層形成的電阻[1]。

由式（1）、式（2）可見(jiàn)，寄生電容造成的損耗與頻率相關(guān)，在低頻率時(shí)較小，整流損耗主要由導通損耗決定。因此可利用MOSFET的自動(dòng)均流性將多個(gè)

圖1MOSFET模型

（a）自驅動(dòng)同步整流電路原理圖

（b）變壓器副邊電壓波形

圖2自驅動(dòng)同步整流技術(shù)

（a）電路原理圖

（b）工作波形圖

圖3使用了Active?clamp的自驅動(dòng)同步整流技術(shù)

MOSFET并聯(lián)使用，以減少通態(tài)電阻，從而減少導通損耗；但在高頻率時(shí)，并聯(lián)使用MOSFET雖然可以減少導通損耗，但是在通態(tài)電阻成倍減少的同時(shí)，寄生電容卻成倍地增加，所造成的損耗可能會(huì )遠大于減少的導通損耗。因此在使用同步整流技術(shù)時(shí)，應協(xié)調處理這兩種損耗。

3）MOSFET器件存在著(zhù)寄生二極管，此二極管造成的通態(tài)損耗Pd

Pd=IoVd（3）

式中：Vd為寄生二極管導通壓降。

由于寄生二極管的導通壓降Vd一般在1V以上，遠大于MOSFET的導通壓降。因此應盡量避免負載電流流過(guò)寄生二極管或盡量縮短流過(guò)寄生二極管的時(shí)間，以減少不必要的損耗。

3自驅動(dòng)電壓型同步整流技術(shù)

3?1傳統的自驅動(dòng)同步整流技術(shù)

自驅動(dòng)電壓型同步整流技術(shù)是由變換器中的變壓器次級電壓直接驅動(dòng)相應的MOSFET，如圖2（a）所示。這是一種傳統的同步整流技術(shù)，其優(yōu)點(diǎn)是不需要附加的驅動(dòng)電路，結構簡(jiǎn)單。缺點(diǎn)是兩個(gè)MOSFET的驅動(dòng)電壓時(shí)序不夠精確，MOSFET不能在整個(gè)周期內代替二極管整流，使得負載電流流經(jīng)寄生二極管的時(shí)間[如圖2（b）中的toff所示]較長(cháng)，造成了較大的損耗，限制了效率的提高[4]。

3.2應用有源嵌位技術(shù)的自驅動(dòng)同步整流技術(shù)

針對自驅動(dòng)電壓型同步整流器的不足，提出了有源嵌位（Active?clamp）技術(shù)[2]，如圖3(a)所示。電容Ca以及控制開(kāi)關(guān)S2的引入，使得兩個(gè)MOSFET輪流導通，避免了負載電流流過(guò)寄生二極管，從而減少了損耗。在t1至t2時(shí)，開(kāi)關(guān)S1導通，由電源向變壓器供電；在t2時(shí)刻，S1關(guān)斷，變壓器原邊自感電勢反向，并通過(guò)S2的寄生二極管向電容Ca充電；到t3時(shí)刻，S2導通，變壓器原邊通過(guò)S2向Ca繼續充電直到原邊電流為零，然后電容開(kāi)始向變壓器原邊放電，產(chǎn)生反向電流；在t4時(shí)刻，S2關(guān)斷，變壓器原邊產(chǎn)生正向電壓以維持電流；到t5時(shí)刻，開(kāi)始下一周期。由圖3（b）可見(jiàn)，變壓器原邊電壓波形中沒(méi)有出現如圖2（b）中的toff，從而避免兩MOSFET寄生二極管的導通，減少了整流損耗，較大地提高了效率。

3.3應用諧振技術(shù)的同步整流技術(shù)

使用方波電壓驅動(dòng)MOSFET時(shí)，由式（1）知MOSFET的寄生電容充放電造成的損耗與fCv2成正比。因此在高頻情況下，如f>1MHz，這一損耗將成為主要的損耗。使用傳統的自驅動(dòng)同步整流技術(shù)[4]，寄生電容引起的損耗將會(huì )很大，而使用諧振技術(shù)，用正弦波來(lái)驅動(dòng)MOSFET，則可以大大減少整流損耗。使用了諧振技術(shù)的一種同步整流電路[1]如圖4所示。由于諧振電容Cs的加入，使得Q1的寄生電容Cgd在整個(gè)周期內與Cs并聯(lián)：在Q1導通時(shí)Cgs與Cs并聯(lián)，在Q1關(guān)斷時(shí)Cds與Cs并聯(lián)[1]，Q2也是如此。于是，Q1、Q2所有寄生電容均在一周期內與Cs并聯(lián)，即寄生電容被諧振電容Cs“吸

圖6電流驅動(dòng)同步整流技術(shù)

圖7能量恢復電流驅動(dòng)同步整流技術(shù)

低電壓大電流同步整流技術(shù)的現狀及發(fā)展

圖4諧振同步整流技術(shù)

收”了，變壓器次級產(chǎn)生的正弦波能通過(guò)Cs和MOSFET（Q1、Q2）的寄生電容，從而減少了同步整流器的損耗。（其中Cgd、Cgs、Cds分別是MOSFET管的門(mén)?漏、門(mén)?源以及漏?源極之間的寄生電容）。

4外驅動(dòng)（電壓驅動(dòng)型）同步整流技術(shù)[1]

外驅動(dòng)同步整流技術(shù)中MOSFET的驅動(dòng)信號需從附加的外驅動(dòng)電路獲得。為了實(shí)現驅動(dòng)同步，附加驅動(dòng)電路須由變換器主開(kāi)關(guān)管的驅動(dòng)信號控制。如圖5所示。為了盡量減少負載電流流過(guò)寄生二極管的時(shí)間，須使次級中的兩MOSFET能在一周期內均衡地輪流導通，即兩個(gè)MOSFET的驅動(dòng)信號的占空比為50％的互補驅動(dòng)波形。外驅動(dòng)電路可以提供精確的時(shí)序，以達到上述要求。但為了避免兩MOSFET同時(shí)導通而引起的次級短路現象，應留有一定的死區時(shí)間。雖然外驅動(dòng)同步整流比起傳統的自驅動(dòng)同步整流具有較高的效率，但它卻要求附加復雜的驅動(dòng)電路，而且會(huì )帶來(lái)驅動(dòng)損耗。特別在開(kāi)關(guān)頻率較高時(shí)，驅動(dòng)電路的復雜程度和成本都較高，因此外驅動(dòng)同步整流技術(shù)并不適用于開(kāi)關(guān)頻率很高的變換器。

5電流驅動(dòng)同步整流技術(shù)

電流驅動(dòng)同步整流是通過(guò)檢測流過(guò)自身的電流來(lái)獲得MOSFET驅動(dòng)信號[3]，如圖6所示。MOSFET在流過(guò)正向電流時(shí)導通，在電流為零時(shí)關(guān)斷，使反向電流不能流過(guò)MOSFET[7]。整流器就和二極管一樣只能單向導通，于是它的使用就像二極管整流器一樣，可應用在各類(lèi)變換器拓撲電路中，而不像電壓驅動(dòng)型同步整流技術(shù)，對不同的變換器拓撲需要不同的驅動(dòng)電路或結構。因此電流驅動(dòng)同步整流器是十分有發(fā)展前景的。但是，電流驅動(dòng)同步整流技術(shù)中由檢測電流而造成的功率損耗很大，影響了它的應用。

為了解決檢測電流所引起的高損耗問(wèn)題，提出了如圖7所示電路[7]。該電路將電流檢測的損耗部分能量送到輸出端，使得電流檢測損耗的能量得到一定的減少，從而較大地提高了效率[7]，為電流驅動(dòng)同步整流技術(shù)得到廣泛的應用奠定了基礎。

6使用同步整流技術(shù)的一些問(wèn)題

同步整流技術(shù)的基礎是應用MOSFET替代二極管整流器，但MOSFET如用為開(kāi)關(guān)時(shí)具有雙向導通的特性[5]。這一特性使得含有同步整流技術(shù)的變換器的使用產(chǎn)生了下述問(wèn)題。

1）具有同步整流技術(shù)的變換器的并聯(lián)運行問(wèn)題

同步整流技術(shù)一般應用在低電壓大電流（一般要達到幾十安培甚至上百安培）情況下，因而往往將多個(gè)具有同步整流技術(shù)的變換器并聯(lián)使用。但具有同步整流技術(shù)的變換器在并聯(lián)使用時(shí)遇到了如下問(wèn)題。

——反向電流問(wèn)題

當并聯(lián)的兩個(gè)變換器的輸出電壓不同，且差值達到一定值時(shí)，輸出電壓低的變換器的輸出電流將反向，輸出電壓較高的變換器就需要既提供負載電流又為輸出電壓低的變換器供電，從而加大了輸出電壓高的變換器的負荷[5]，結果便沒(méi)有達到并聯(lián)變換器增大負載電流的目的。

圖5外驅動(dòng)同步整流技術(shù)

圖8輸出電壓低的變換器等效電路圖

——自振蕩問(wèn)題

當并聯(lián)的變換器輸出電壓不同，且相差很大時(shí)，電壓小的變換器的PWM信號的占空比被電壓反饋控制器置零,電壓大的變換器相當于一個(gè)DC電源向電壓小的變換器供電，此時(shí)電壓小的變換器等效電路如圖8所示。圖中虛線(xiàn)框內部分與一個(gè)交叉耦合振蕩器結構相當，于是在這個(gè)變換器中發(fā)生自振蕩現象[5][6]。這樣的自振蕩會(huì )在MOSFET中產(chǎn)生電壓應力，使MOSFET性能降低，并且會(huì )給其它與其并聯(lián)的變換器輸出帶來(lái)諧波干擾[5]。

2）輕載問(wèn)題

在輕載條件下，使用傳統的二極管整流器的變換器會(huì )進(jìn)入電流不連續工作模式（DCM），但對于使用了同步整流技術(shù)的變換器，由于MOSFET的雙向導通性，使得負載電流繼續反向流過(guò)輸出電感，并形成環(huán)路電流，造成了多余的損耗，限制了變換器在輕載條件下實(shí)現高效率。

上述問(wèn)題都是對應用電壓驅動(dòng)同步整流技術(shù)的變換器而言的，因而應用了電壓驅動(dòng)同步整流技術(shù)的變換器在并聯(lián)使用時(shí)較復雜，需要使用各種較復雜的附加電路來(lái)控制，以避免MOSFET反向導通，并要面對輕載時(shí)的低效率問(wèn)題。具有電流驅動(dòng)同步整流技術(shù)的變換器，由于電流驅動(dòng)同步整流是單向導通的，因此不會(huì )出現上述問(wèn)題。只要適當調節各變換器的參數，就可以很方便地并聯(lián)使用了。

7結語(yǔ)

在各種同步整流技術(shù)中，自驅動(dòng)電壓型同步整流技術(shù)的驅動(dòng)方式最簡(jiǎn)單，利用其它技術(shù)（如諧振技術(shù)，有源嵌位等）完善后也能達到很好的效果，并可在各種高低頻情況下使用，可見(jiàn)通過(guò)繼續開(kāi)發(fā)和利用新技術(shù)來(lái)完善的自驅動(dòng)同步整流技術(shù)將很有競爭力。外驅動(dòng)電壓型同步整流技術(shù)在提高效率方面效果較好，但驅動(dòng)復雜，成本較高，且不適于高頻應用，缺乏吸引力。電流驅動(dòng)同步整流技術(shù)驅動(dòng)的復雜程度介于前兩者之間，應用在各種變換器拓撲中也十分方便，而且在變換器并聯(lián)使用時(shí)不會(huì )出現反向導通現象，它將是今后同步整流技術(shù)發(fā)展的新方向。

同步整流技術(shù)在近十年來(lái)有了很大的發(fā)展，許多早年提出的拓撲都有了較大改善和提高，特別是諧振技術(shù)在自驅動(dòng)同步整流中的應用和電流驅動(dòng)同步整流技術(shù)的完善，使得同步整流技術(shù)在應用的頻率范圍、拓撲電路的種類(lèi)以及變換器并聯(lián)使用等方面有了很大改善?？梢哉f(shuō)，同步整流技術(shù)必將會(huì )更具有生命力和吸引力，并向頻率更高、驅動(dòng)更簡(jiǎn)易、性能更優(yōu)越的方向發(fā)展。

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