驅動(dòng)電路IR2110的特性及應用

驅動(dòng)電路IR2110的特性及應用

功率變換裝置中的功率開(kāi)關(guān)器件，根據主電路的不同，一般可采用直接驅動(dòng)和隔離驅動(dòng)兩種方式。其中隔離驅動(dòng)可分為電磁隔離和光電隔離兩種。光電隔離具有體積小，結構簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn)，但同時(shí)存在共模抑制能力差，傳輸速度慢的缺點(diǎn)?？焖俟怦畹乃俣纫矁H有幾十kHz。電磁隔離用脈沖變壓器作為隔離元件，具有響應速度快(脈沖的前沿和后沿)，原副邊的絕緣強度高，dv／dt共模干擾抑制能力強等特點(diǎn)。但信號的最大傳輸寬度有受磁飽和特性的限制，因而信號的頂部不易傳輸。而且最大占空比被限制在50％。同時(shí)信號的最小寬度也要受磁化電流的限制。同時(shí)脈沖變壓器體積也大，而且笨重，工藝復雜。

凡是隔離驅動(dòng)方式，每路驅動(dòng)都需要一組輔助電源，若是三相橋式變換器，則需要六組，而且還要互相懸浮，因而增加了電路的復雜性。隨著(zhù)驅動(dòng)技術(shù)的不斷成熟，現已有多種集成厚膜驅動(dòng)器推出。如EXB840／841、EXB850／851、M57959L／AL、M57962L／AL、HR065等等，它們均采用的是光耦隔離，而光耦隔離仍受到上述缺點(diǎn)的限制。

而美國IR公司生產(chǎn)的IR2110驅動(dòng)器則兼有光耦隔離(體積小)和電磁隔離(速度快)的優(yōu)點(diǎn)，是中小功率變換裝置中驅動(dòng)器件的首選品種。

1 IR2110的結構特點(diǎn)

IR2110采用HVIC和閂鎖抗干擾CMOS工藝制造，DIP14腳封裝。該器件具有獨立的低端和高端輸入通道。其懸浮電源采用自舉電路，高端工作電壓可達500 V，dV／dt=±50 Wns，15 V下的靜態(tài)功耗僅116 mW。IR2110的輸出端f腳3，即功率器件的柵極驅動(dòng)電壓)電壓范圍為10～20 V，邏輯電源電壓范圍(腳9)為5～15 V，可方便地與TTL、CMOS電平相匹配，而且邏輯電源地和功率地之間允許有±5 V的偏移量；此外，該器件的工作頻率可達500 kHz，而且開(kāi)通、關(guān)斷延遲小(分別為120 ns和94 ns)，圖騰柱輸出峰值電流為2 A。

IR2110的內部功能框圖如圖1所示。由圖可見(jiàn)，它由邏輯輸入、電平平移及輸出保護三個(gè)部分組成。IR2110可以為裝置的設計帶來(lái)許多方便，尤其是高端懸浮自舉電源的成功設計，可以大大減少驅動(dòng)電源的數目。

2自舉元器件的選擇

圖2所示是基于IR2110的半橋驅動(dòng)電路。其中的自舉二極管VD1和電容C1是IR2110在大功率脈寬調制放大器應用時(shí)需要嚴格挑的元器件，應根據一定的規則進(jìn)行計算分析。在電路實(shí)驗時(shí)，還要進(jìn)行一些調整，以使電路工作在最佳狀態(tài)。


2.1 自舉電容的設計

IGBT和PM(POWER MOSFET)具有相似的門(mén)極特性，它們在開(kāi)通時(shí)都需要在極短的時(shí)間內向門(mén)極提供足夠的柵電荷。假定在器件開(kāi)通后，自舉電容兩端的電壓比器件充分導通所需要的電壓(10 V，高壓側鎖定電壓為8.7／8.3 V)要高，而且在自舉電容充電路徑上有1.5 V的壓降(包括VD1的正向壓降)，同時(shí)假定有1／2的柵電壓(柵極門(mén)檻電壓VTH通常3～5 V)因泄漏電流引起電壓降。那么，此時(shí)對應的自舉電容可用下式表示：

例如IRF2807充分導通時(shí)所需要的柵電荷Qg為160 nC(可由IRF2807電特性表查得)，Vcc為15V，那么有：

這樣C1約為0.1 μF，設計中即可選取C1為0.22μF或更大，且耐壓大于35 V的獨石電容。

2.2懸浮驅動(dòng)的最寬導通時(shí)間ton(max)確定

當最長(cháng)的導通時(shí)間結束時(shí)，功率器件的門(mén)極電壓Vgs仍必須足夠高，即必須滿(mǎn)足式(1)的約束關(guān)系。對于MOSEFT，因為絕緣門(mén)極輸入阻抗比較高，假如柵電容(Cgs)充電后，在Vcc為15 V時(shí)有15μA的漏電流(IgQs)從C1中抽取，若仍以本文的自舉電容設計的參數為例，Qg=160 nC，△U=Vcc-10-1.5=3.5 V，Qavail=△UC=3.5x0.22=0.77μC。則過(guò)剩電荷△Q=0.77-0.16=0.61 μC，△Uc=△Q／C=0.61／0.22=2.77 V，因此可得Uc=10+2.77=12.77 V。由U=Uc及柵極輸入阻抗R為1 MΩ，即可求出t(即ton(max)為：



2.3懸浮驅動(dòng)的最窄導通時(shí)間ton(min)確定

在自舉電容的充電路徑上，分布電感將會(huì )影響充電的速率。下管的最窄導通時(shí)間應保證自舉電容能夠有足夠的電荷，以滿(mǎn)足Gge所需要的電荷量加上功率器件穩態(tài)導通時(shí)漏電流所失去的電荷量。因此從最窄導通時(shí)間ton(min)考慮，自舉電容應足夠小。

實(shí)際上，在選擇自舉電容大小時(shí)，應當綜合考慮，既不能大到影響窄脈沖的驅動(dòng)性能，但也不能太小。
2.4 自舉二極管的選擇

自舉二極管是一個(gè)重要的自舉器件。它應在高端器件開(kāi)通時(shí)能阻斷直流干線(xiàn)上的高壓，并且應當是快恢復二極管，以減小從自舉電容向電源Vcc的回饋電荷。二極管承受的電流是柵極電荷與開(kāi)關(guān)頻率之積。為了減少電荷損失，應選擇反向漏電流小的快恢復二極管。

如果電容需要長(cháng)期貯存電荷，則高溫反向漏電流十分重要。二極管耐壓選擇可按后級功率MOSEFT管的要求來(lái)定，其最大反向恢復時(shí)間trr要小于等于100 ns，二極管所承受的電流IF=Qbsf。

3 IR2110的擴展應用

3.1 高壓側懸浮驅動(dòng)的自舉原理

在圖2所示的IR2110用于驅動(dòng)半橋的電路圖中，C1、VD1分別為自舉電容和二極管，C2為VCC的濾波電容。假定在S1關(guān)斷期間，C1已充到足夠的電壓(Vc1≈Vcc)。那么，HIN為高電平時(shí)VM1開(kāi)通，VM2關(guān)斷，VC1加到S1的門(mén)極和發(fā)射極之間，C1通過(guò)VM1、Rg1和S1門(mén)極柵極電容Cgc1放電，從而使Cgc1被充電。此時(shí)，VC1可等效為一個(gè)電壓源。而當HIN為低電平時(shí)，VM2開(kāi)通，VM1斷開(kāi)，S1柵電荷經(jīng)Rg1、VM2迅速釋放，使S1關(guān)斷。然后經(jīng)短暫的死區時(shí)間(td)之后，LIN為高電平，S2開(kāi)通，VCC經(jīng)VD1，S2給C1充電，并迅速為C1補充能量，并如此循環(huán)反復。

由此可知，自舉電路必須在IR2110輸人信號不斷的高低電平變化中，且自舉電容反復充、放電時(shí)，才能起到正常的自舉作用，而當IR2110的輸人信號是直流電平信號時(shí)，自舉電容將不能完成電荷的儲存，即不能得到正常的充電，因此也不能為高端二極管提供驅動(dòng)信號。如果不解決IR2110此功能的不足，則當電機負載實(shí)際工作在占空比為1，負載兩端電壓為零時(shí)，電機將停止工作；同時(shí)也會(huì )給功率開(kāi)關(guān)管帶來(lái)很大的電流變化率，從而影響功率管的使用壽命和長(cháng)期可靠性。因此，在工作中應采取下面兩種技術(shù)措施。

(1)輸入幅度鑒別電路的應用

為了克服上述不足，可在工作中設計輸入幅度鑒別電路，其電路如圖3所示。該電路不僅可保證在輸入信號的線(xiàn)性區內，輸出調寬方波信號，而且，當輸入信號在線(xiàn)性區外時(shí)，電路也可以輸出固定的占空比信號，這樣，即可保證電機在線(xiàn)性區外也能正常轉動(dòng)，同時(shí)也保證了輸出負載電流不會(huì )產(chǎn)生大的突變。

(2)電荷泵電路

當電路輸入100％占空比信號時(shí)，其核心振蕩電路CD4093將產(chǎn)生一定頻率的方波信號。當此方波信號為低電平時(shí)，功率電源+Vs通過(guò)D5給儲能電容C3充電；而當此方波信號為高電平時(shí)，C3則通過(guò)D4給自舉電容C2充電，以維持自舉電容的能量，最終使電路在100％占空比輸