精確測量運算放大器性能的簡(jiǎn)易方法

　　TP1的電壓變化衰減1000:1后輸入DUT，導致輸出改變1 V，由此很容易計算增益（= 1000 × 1 V/TP1）。

　　為了測量開(kāi)環(huán)交流增益，需要在DUT輸入端注入一個(gè)所需頻率的小交流信號，并測量相應的輸出信號（圖5中的TP2）。完成后，輔助放大器繼續使DUT輸出端的平均直流電平保持穩定。

　　圖5中，交流信號通過(guò)10，000:1的衰減器施加于DUT輸入端。對于開(kāi)環(huán)增益可能接近直流值的低頻測量，必須使用如此大的衰減值。（例如，在增益為1，000，000的頻率時(shí)，1 V rms信號會(huì )將100 μV施加于放大器輸入端，放大器則試圖提供100 V rms輸出，導致放大器飽和。）因此，交流測量的頻率一般是幾百Hz到開(kāi)環(huán)增益降至1時(shí)的頻率；在需要低頻增益數據時(shí)，應非常小心地利用較低的輸入幅度進(jìn)行測量。所示的簡(jiǎn)單衰減器只能在100 kHz以下的頻率工作，即使小心處理了雜散電容也不能超過(guò)該頻率。如果涉及到更高的頻率，則需要使用更復雜的電路。

　　運算放大器的共模抑制比（CMRR）指共模電壓變化導致的失調電壓視在變化與所施加的共模電壓變化之比。在DC時(shí)，它一般在80 dB至120 dB之間，但在高頻時(shí)會(huì )降低。

　　測試電路非常適合測量CMRR（圖6）。它不是將共模電壓施加于DUT輸入端，以免低電平效應破壞測量，而是改變電源電壓（相對于輸入的同一方向，即共模方向），電路其余部分則保持不變。

　　在圖6所示電路中，在TP1測量失調電壓，電源電壓為±V（本例中為+2.5 V和–2.5 V），并且兩個(gè)電源電壓再次上移+1 V（至+3.5 V和–1.5 V）。失調電壓的變化對應于1 V的共模電壓變化，因此直流CMRR為失調電壓與1 V之比。

　　CMRR衡量失調電壓相對于共模電壓的變化，總電源電壓則保持不變。電源抑制比（PSRR）則相反，它是指失調電壓的變化與總電源電壓的變化之比，共模電壓保持中間電源電壓不變（圖7）。

　　所用的電路完全相同，不同之處在于總電源電壓發(fā)生改變，而共模電平保持不變。本例中，電源電壓從+2.5 V和–2.5 V切換到+3 V和–3 V，總電源電壓從5 V變到6 V。共模電壓仍然保持中間電源電壓。計算方法也相同（1000 × TP1/1 V）。

　　為了測量交流CMRR和PSRR，需要用電壓來(lái)調制電源電壓，如圖8和圖9所示。DUT繼續在直流開(kāi)環(huán)下工作，但確切的增益由交流負反饋決定（圖中為100倍）。

　　為了測量交流CMRR，利用幅度為1 V峰值的交流電壓調制DUT的正負電源。兩個(gè)電源的調制同相，因此實(shí)際的電源電壓為穩定的直流電壓，但共模電壓是2V峰峰值的正弦波，導致DUT輸出包括一個(gè)在TP2測量的交流電壓。

　　如果TP2的交流電壓具有x V峰值的幅度（2x V峰峰值），則折合到DUT輸入端（即放大100倍交流增益之前）的CMRR為x/100 V，并且CMRR為該值與1 V峰值的比值。

　　交流PSRR的測量方法是將交流電壓施加于相位相差180°的正負電源，從而調制電源電壓的幅度（本例中同樣是1 V峰值、2 V峰峰值），而共模電壓仍然保持穩定的直流電壓。計算方法與上一參數的計算方法非常相似。

　　總結

　　當然，運算放大器還有許多其它參數可能需要測量，而且還有多種其它方法可以測量上述參數，但正如本文所示，最基本的直流和交流參數可以利用易于構建、易于理解、毫無(wú)問(wèn)題的簡(jiǎn)單基本電路進(jìn)行可靠測量。