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單電源供電的全差分斬波運放電路

作者: 時(shí)間:2012-10-22 來(lái)源:網(wǎng)絡(luò ) 收藏
輸出時(shí),K1~K4斷開(kāi),K5~K8閉合,C1和C2的電壓值加載到負載電容C3上求和。由于C2上的電壓疊加到負載電容時(shí)經(jīng)過(guò)了反向,因此放大器的殘余電壓失調能夠有效地抵消。由于解調器采用高阻結點(diǎn)。因此可以使用較小面積的NMOS管開(kāi)關(guān),減小對輸出極點(diǎn)的影響。

  主運放采用折疊式cascode結構,在Class-D的結構中,由于輸出功率MOSFET大電流的頻繁開(kāi)啟,產(chǎn)生的電磁干擾(EMI)會(huì )在電源上形成很強的紋波,在實(shí)際應用中發(fā)現當芯片工作在5V的電源電壓下,EMI引起的電源波動(dòng)能達到±2V,結構既可以提高運放的電源抑制比和共模抑制比,減弱電源噪聲和共模噪聲的影響,而且避免了鏡像極點(diǎn),因而對于更大的帶寬仍能表現出穩定的特性。

  為了提供更高的增益和電壓輸出擺幅,在fold-cascode后加入共源運放輸出級。采用二級運放后.對運放的頻率穩定性進(jìn)行分析。暫時(shí)不考慮開(kāi)關(guān)的影響,可以推斷該電路至少有三個(gè)LHP極點(diǎn),它們分別是miller補償電容引入的主極點(diǎn)Wp1,輸出濾波電容產(chǎn)生的輸出極點(diǎn)Wpout。為第一非主極點(diǎn),以及folded-cascode(MN1的漏端、MN3的源端)引入的非極點(diǎn)Wp3,三者之間的關(guān)系為Wp1

  共模反饋電路由MN7~MN10、MP10-MP12構成,輸入一端接VDD/2的基準電壓,另一端接主運放的共模輸出,共模檢測電路由電阻和電容構成.經(jīng)過(guò)誤差放大后調控主運放的偏置電流。

  4 仿真結果及版圖設計

  在SMIC O.35微米N阱工藝下.利用cadence spectre工具對本文所設計的電路進(jìn)行了仿真分析。其中,各器件的工藝參數為典型情況,電源電壓5V,輸入信號為幅度10uV,頻率為1KHz的標準正弦波,頻率fch=150K,仿真波形如圖5和圖6所示。

  

運放的幅頻~相頻特性曲線(xiàn)

  圖5 運放的幅頻~相頻特性曲線(xiàn)

  

斬波輸出波形

  圖6 斬波輸出波形

  從圖5可以看出,在典型情況下,該運放的主極點(diǎn)在10HZ以?xún)?,相位裕?5度左右.能充分保證運放在各個(gè)comer條件下的穩定性。從輸fn波形來(lái)看,斬波引起的殘余電壓尖峰也有了明顯的改善。表1為運放的開(kāi)環(huán)仿真結果。

  表1 運放開(kāi)環(huán)仿真結果

  

運放開(kāi)環(huán)仿真結果

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