光伏并網(wǎng)逆變器控制的設計

　　21世紀，人類(lèi)將面臨著(zhù)實(shí)現經(jīng)濟和社會(huì )可持續發(fā)展的重大挑戰。在有限資源和保護環(huán)境的雙重制約下能源問(wèn)題將更加突出，這主要體現在：①能源短缺；②環(huán)境污染；③溫室效應。因此，人類(lèi)在解決能源問(wèn)題，實(shí)現可持續發(fā)展時(shí)，只能依靠科技進(jìn)步，大規模地開(kāi)發(fā)利用可再生潔凈能源。太陽(yáng)能具有儲量大、普遍存在、利用經(jīng)濟、清潔環(huán)保等優(yōu)點(diǎn)，因此太陽(yáng)能的利用越來(lái)越受到人們的廣泛重視，成為理想的替代能源。文中闡述的功率為200W太陽(yáng)能光伏并網(wǎng)逆變器，將太陽(yáng)能電池板產(chǎn)生的直流電直接轉換為220V/50Hz的工頻正弦交流電輸出至電網(wǎng)。

　　2 系統工作原理及其控制方案

　　2.1 光伏并網(wǎng)逆變器電路原理

　　太陽(yáng)能光伏并網(wǎng)逆變器的主電路原理圖如圖1所示。在本系統中，太陽(yáng)能電池板輸出的額定電壓為62V的直流電，通過(guò)DC/DC變換器被轉換為400V直流電，接著(zhù)經(jīng)過(guò)DC/AC逆變后就得到220V/50Hz的交流電。系統保證并網(wǎng)逆變器輸出的220V/50Hz正弦電流與電網(wǎng)的相電壓同步。

　　圖1 電路原理框圖

　　2.2 系統控制方案

　　圖2為光伏并網(wǎng)逆變器的主電路拓撲圖，此系統由前級的DC/DC變換器和后級的DC/AC逆變器組成。DC/DC變換器的逆變電路可選擇的型式有半橋式、全橋式、推挽式?？紤]到輸入電壓較低，如采用半橋式則開(kāi)關(guān)管電流變大，而采用全橋式則控制復雜、開(kāi)關(guān)管功耗增大，因此這里采用推挽式電路。DC/DC變換器由推挽逆變電路、高頻變壓器、整流電路和濾波電感構成，它將太陽(yáng)能電池板輸出的62V的直流電壓轉換成400V的直流電壓。

　　圖2 主電路拓撲圖

　　DC/AC逆變器的主電路采用全橋式結構，由4個(gè)MOS管（該管內部寄生了反并聯(lián)的二極管）構成，它將400V的直流電轉換成為220V/50Hz的工頻交流電。

　　2.2.1 DC/DC變換器控制方案

　　DC/DC變換器的控制框圖如圖3所示?？刂齐娐肥且约呻娐稴G3525為核心，由SG3525輸出的兩路50kHz的驅動(dòng)信號，經(jīng)門(mén)極驅動(dòng)電路加在推挽電路開(kāi)關(guān)管Q1和Q2的門(mén)極上。為保持DC/DC變換器輸出電壓的穩定，將檢測到的輸出電壓與指令電壓進(jìn)行比較，該誤差電壓經(jīng)PI調節器后控制SG3525輸出驅動(dòng)信號的占空比。該控制電路還具有限制輸出過(guò)流過(guò)壓的保護功能。當檢測到DC/DC變換器輸出電流過(guò)大時(shí)，SG3525將減小門(mén)極脈沖的寬度，降低輸出電壓，進(jìn)而降低了輸出電流。當輸出電壓過(guò)高時(shí)，會(huì )停止DC/DC變換器的工作。由于推挽式電路容易因直流偏磁導致變壓器飽和，因此，推挽式電路的設計難點(diǎn)在于如何防止變壓器的磁飽和。在本電路中，除了注意電路的對稱(chēng)性之外，還設計了磁飽和檢測電路，當流經(jīng)推挽電路的兩個(gè)支路電流失衡時(shí)，就會(huì )啟動(dòng)SG3525的軟啟動(dòng)功能，使DC/DC變換器重新啟動(dòng)，變壓器得以復位。

　　圖3 DC/DC變換器的控制框圖

　　偏磁檢測電路如圖4所示。圖中只畫(huà)出了磁環(huán)的副邊。原邊兩個(gè)線(xiàn)圈接在主電路的變壓器原邊的兩個(gè)繞組上，流過(guò)兩個(gè)線(xiàn)圈中的電流方向要相反。當變壓器發(fā)生偏磁時(shí)，某一方向的電流異常大，通過(guò)電流互感器檢測，可在互感器的輸出電阻R1上產(chǎn)生一個(gè)電壓，如果該電壓足夠大，可以使穩壓二極管D5導通，在電位器上產(chǎn)生壓降，將電位器的值調到合適的阻值，使電位器上的壓降大于三極管的門(mén)限電壓，使三極管導通，接在芯片SG3525的腳8與地之間的電容放電，然后SG3525中的恒流源對它充電，SG3525重新啟動(dòng)，從而使變壓器磁心復位。

　　圖4 偏磁檢測電路

　　2.2.2 DC/AC逆變器控制方案

　　DC/AC逆變器是光伏并網(wǎng)的重點(diǎn)和難點(diǎn)，因此以下將著(zhù)重闡述該部分。DC/AC逆變器控制框圖如圖5所示。核心控制芯片采用了TI公司的TMS320F240。盡管單片機也能實(shí)現并網(wǎng)逆變器的脈寬調制，但是DSP實(shí)時(shí)處理能力更強大，因此可以保證系統有更高的開(kāi)關(guān)工作頻率。從圖5可以清楚看出系統輸入和輸出信號的情況。

　　圖5 DC/AC逆變器的控制框圖

　　2.3 輸出功率優(yōu)化控制方案

　　在靜態(tài)情況下，當并網(wǎng)逆變器與太陽(yáng)能電池相連時(shí)，并網(wǎng)逆變器可等效為太陽(yáng)能電池的負載電阻。當光強λ和溫度T變化時(shí)，太陽(yáng)能電池輸出的端電壓將會(huì )隨之發(fā)生變化。為了有效地利用太陽(yáng)能，應使太陽(yáng)能電池的輸出始終處于適當的工作點(diǎn)。因此，控制方案要求當太陽(yáng)能電池的電壓升高時(shí)，可以增大它的輸出功率；反之就降低它的輸出功率。

　　DSP的控制方案如圖6所示，參考電壓和太陽(yáng)能電池的實(shí)際電壓相比較后，其誤差經(jīng)過(guò)PI調節，將得到的電流指令（直流量）IREF與ROM里的正弦表值相乘，就得到交變的輸出電流指令iref，再將它與實(shí)際的輸出電流值比較后，其誤差經(jīng)過(guò)比例（P）環(huán)節，將所得到的指令取反，與采集到的交流側電壓Us相加后，所得到的波形再與三角波比較，就產(chǎn)生4路PWM調制信號（三角波的頻率為20kHz）。

　　圖6 DSP的控制方案

　　2.4 交流側電壓Us的檢測

　　將同步變壓器副邊的同步信號，濾波、整流，就可以得到比較穩定的直流電，將其送到DSP的A/D轉換口。由于最后得到的直流電壓與電網(wǎng)電壓有一個(gè)比較穩定的關(guān)系，因此，就比較容易換算Us的值了。

　　由于涉及到共地的問(wèn)題，因此，采用了運算放大器的全波精密整流電路，如圖7所示。

　　圖7 Us的整流電路

　　2.5 電流指令的同步

　　并網(wǎng)時(shí)要求逆變器輸出的正弦波電流與電網(wǎng)電壓同頻、同相。首先，將電網(wǎng)電壓信號經(jīng)過(guò)濾波整形為同步方波信號，再將其輸入到TMS320F240的外部中斷口XINT1，目的是為了捕捉電網(wǎng)電壓的過(guò)零信號。如圖8所示，電網(wǎng)電壓正弦波，經(jīng)過(guò)整形后就得到了方波。

　　當DSP檢測到過(guò)零信號的上跳沿時(shí)，便觸發(fā)同步中斷，以此時(shí)間點(diǎn)作為基準給定正弦波信號時(shí)間起點(diǎn)，也就是正弦表指針復位到零；每當T1下溢中斷（PWM實(shí)時(shí)控制）時(shí)，正弦表指針便加1，并從正弦表中取值。一個(gè)周期的單位正弦波數據被分成了400個(gè)點(diǎn)采用表的形式存放在存儲器中。由于同步信號比較容易受到諧波和尖峰電壓的干擾，因此在進(jìn)入同步中斷后可以先做一個(gè)延時(shí)，判斷外部中斷腳XINT1是否仍然是高電平，如果是高電平，就執行中斷程序，否則就從中斷程序跳出。

　　從圖6的控制方案可看出，IREF與正弦表中數據相乘后，便形成了幅值可調的正弦波的電流給定信號，然后，再實(shí)時(shí)比較電流給定值，經(jīng)過(guò)P環(huán)節后，所得信號反相后，與采集到的交流側電網(wǎng)電壓信號Us相加，所得波形與三角波比較，就產(chǎn)生了PWM波，控制橋臂的通斷?？傊?，輸出電流和電網(wǎng)電壓的同頻、同相的要求是通過(guò)電流跟蹤控制實(shí)現的。

　　2.6 PWM脈寬調制波的產(chǎn)生

　　PWM波的產(chǎn)生是通過(guò)TMS320F240的全比較單元輸出的，頻率為20kHz。從圖6可知，調制脈沖的產(chǎn)生是通過(guò)將電流指令值與實(shí)際電流值比較后，經(jīng)過(guò)P環(huán)節，所得到的波形與三角波（頻率為20kHz）比較后獲得的。因此MOS管Q3、Q4、Q5、Q6（見(jiàn)圖2）脈沖的產(chǎn)生時(shí)刻可以從圖8得出，參照正弦波與三角波調制，兩者相交決定了PWM的脈沖時(shí)刻。實(shí)際由采樣的波形（實(shí)際上是階梯波）與三角波相交，由交點(diǎn)得出脈沖寬度。本系統是在三角波的底點(diǎn)位置對波形進(jìn)行采樣而形成的階梯波。此階梯波與三角波的交點(diǎn)所確定的脈寬在一個(gè)采樣周期內的位置是對稱(chēng)的，如圖9所示。