無(wú)線(xiàn)通信RF直接變頻發(fā)送器

引言

無(wú)線(xiàn)電發(fā)射器在經(jīng)歷了若干年的發(fā)展后，逐步從簡(jiǎn)單中頻發(fā)射架構過(guò)渡到正交中頻發(fā)送器、零中頻發(fā)送器。而這些架構仍然存在局限性，最新推出的RF直接變頻發(fā)送器能夠克服傳統發(fā)送器的局限性。本文比較了無(wú)線(xiàn)通信中不同發(fā)射架構的特點(diǎn)，RF直接變頻發(fā)送器采用高性能數/模轉換器（DAC），比傳統技術(shù)具有明顯優(yōu)勢。RF直接變頻發(fā)送器也具有自身挑戰，但為實(shí)現真正的軟件無(wú)線(xiàn)電發(fā)射架構鋪平了道路。

RF DAC，例如14位2.3Gsps MAX5879，是RF直接變頻架構的關(guān)鍵電路。這種DAC能夠在1GHz帶寬內提供優(yōu)異的雜散和噪聲性能。器件在第二和第三奈奎斯特頻帶采用創(chuàng )新設計，支持信號發(fā)射，能夠以高達3GHz的輸出頻率合成射頻信號，測量結果驗證了DAC的性能。

傳統的射頻發(fā)送器架構

過(guò)去數十年間，一直采用傳統的發(fā)送器架構實(shí)現超外差設計，利用本振（LO）和混頻器產(chǎn)生中頻（IF）?；祛l器通常在LO附近產(chǎn)生兩個(gè)鏡頻（稱(chēng)為邊帶），通過(guò)濾除其中一個(gè)邊帶獲得有用信號?，F代無(wú)線(xiàn)發(fā)射系統，尤其是基站（BTS）發(fā)送器大多對基帶數字調制信號進(jìn)行I、Q正交調制。

圖1. 無(wú)線(xiàn)發(fā)送器架構。

正交中頻發(fā)送器

復數基帶數字信號在基帶有兩個(gè)通路：I和Q。采用兩個(gè)信號通路的好處是：使用模擬正交調制器（MOD）合成兩個(gè)復數IF信號時(shí)，其中一個(gè)IF邊帶被消除。而由于I、Q通路的不對稱(chēng)性，不會(huì )非常理想地抵消調制器的鏡頻。這種正交IF架構如圖1（B）所示，圖中，利用數字正交調制器和LO數控振蕩器（NCO）對I、Q基帶信號進(jìn)行內插（系數R），并調制到正交IF載波。然后，雙DAC將數字I、Q IF載波轉換成模擬信號，送入調制器。為了進(jìn)一步增大對無(wú)用邊帶的抑制，系統還采用了帶通濾波器（BPF）。

零中頻發(fā)送器

圖1（A）所示的零中頻（ZIF）發(fā)送器中，對基帶數字正交信號進(jìn)行內插，以滿(mǎn)足濾波要求；然后將其送入DAC。同樣在基帶將DAC的正交模擬輸出送至模擬正交調制器。由于將整個(gè)已調制信號轉換到LO頻率的RF載波，所以，ZIF架構真正凸顯了正交混頻的“魅力”。然而，考慮到I、Q通路并非理想通路，例如LO泄漏和不對稱(chēng)性，將會(huì )產(chǎn)生反轉的信號鏡像（位于發(fā)射信號范圍之內），從而造成信號誤碼。多載波發(fā)送器中，鏡頻信號可能靠近載波，造成帶內雜散輻射。無(wú)線(xiàn)發(fā)送器往往采用復雜的數字預失真，用來(lái)補償此類(lèi)瑕疵。

RF直接變頻發(fā)送器

圖1（D）所示RF直接變頻發(fā)送器中，在數字域采用正交解調器，LO由NCO取代，從而在I、Q通路獲得幾乎完美的對稱(chēng)性，基本沒(méi)有LO泄漏。所以數字調制器的輸出為數字RF載波，送入超高速DAC。由于DAC輸出為離散時(shí)間信號，產(chǎn)生與DAC時(shí)鐘頻率（CLK）等距的混疊鏡頻。由BPF對DAC輸出進(jìn)行濾波，選擇射頻載波，然后將其送至可變增益放大器（VGA）。

高中頻發(fā)送器

RF直接變頻發(fā)送器也可利用這種方法產(chǎn)生較高中頻的數字載波，如圖1（C）所示。這里，DAC將數字中頻轉換為模擬中頻載波。DAC之后利用帶通濾波器的選頻特性濾除中頻鏡頻。然后將該需要的中頻信號送入混頻器，產(chǎn)生IF信號與LO混頻的兩個(gè)邊帶，經(jīng)過(guò)另外一個(gè)帶通濾波器濾波，獲得需要