新型同步整流電路的設計

隨著(zhù)國防、航空航天科技的發(fā)展，廣泛用于通信、電子對抗等領(lǐng)域的軍用、航空電子產(chǎn)品對供電電源的要求越來(lái)越高，它們不僅要求電源技術(shù)指標高，還要求體積小、重量輕、效率高、可靠性高。

隨著(zhù)電源輸出電壓的降低及輸出電流的增大，次級整流損耗成為電源的主要損耗。傳統的肖特基二極管整流損耗較大，效率低，熱設計也較困難，從而導致系統可靠性降低。采用低導通阻抗的MOSFET進(jìn)行整流，可以大大降低這一損耗，是提高變換器效率的有效途徑。這種應用MOSFET進(jìn)行整流的技術(shù)，稱(chēng)為同步整流(SR)。

本文介紹了一種具有后級開(kāi)關(guān)穩壓功能的同步整流電路，其既能降低損耗、提高電源效率，又實(shí)現高精度穩壓功能。
　　
LT3710的特點(diǎn)

LT3710是一種高效的次級同步后置穩壓控制器，在多輸出隔離電源中用來(lái)產(chǎn)生精確調節的輔助輸出。它可以直接由變壓器的次級繞組生成一個(gè)精確穩壓的次級輸出，從而最大限度地減小主路輸出電感器和電容器尺寸。LT3710帶可編程電流保護功能，工作頻率高達500kHz。初級調節使它能很好地與無(wú)論電流模式還是電壓模式的主輸出控制回路一起工作。

LT3710基本功能模塊包括：一個(gè)用做反饋調節的電壓放大器、與初級開(kāi)關(guān)脈沖同步的斜波發(fā)生器、帶初級調節的PWM比較器、限流放大器和高速MOSFET驅動(dòng)器。

LT3710提供了一個(gè)簡(jiǎn)單、高效和節省空間的后調節方案，特別是在低電壓、大電流的應用中。其電路結構優(yōu)點(diǎn)如下。

● 可進(jìn)一步調整占空比，實(shí)現副路輸出電壓的良好調整。
● 主、副電路采用同一次級繞組，變壓器的漏感和寄生阻抗影響大大降低。
● 主、副電路采用一個(gè)同步整流器，節省了副路整流濾波電路，既簡(jiǎn)化了電路，又降低了電源損耗。

電路工作原理

圖1所示為電源主電路原理圖，其有兩路輸出，5V為主路，3.3V為副路，主電路拓撲采用正激變換。T1為開(kāi)關(guān)變壓器， 實(shí)現輸入輸出電氣隔離。V2為同步整流管，直接被副邊電壓驅動(dòng)；V4為續流管，其驅動(dòng)信號由副邊電壓反相緩沖生成，與V2驅動(dòng)信號互補。副路開(kāi)關(guān)管V3及續流管V5由LT3710驅動(dòng)，使V3、V5交替導通。

圖1 主電路原理圖

當輸入電壓或負載變化引起輸出電壓變化時(shí)，主PWM電路取樣主路電壓，自動(dòng)調整輸出驅動(dòng)脈寬，改變V1占空比，實(shí)現主路電壓穩壓。而副路輸出則通過(guò)LT3710控制電路，取樣電壓，調整V3占空比，實(shí)現穩壓控制。為了消除電源的低頻差拍干擾，主副路驅動(dòng)信號要保持同步。

電路中，V2起著(zhù)十分重要的作用。一方面，作為輸出的同步整流器，它降低了整流電路的導通損耗；另一方面，與V3構成一個(gè)串聯(lián)開(kāi)關(guān)穩壓電路。

圖2所示為電路工作的電壓和電流波形，整個(gè)工作過(guò)程分為3個(gè)階段。

圖2 電路工作波形

● T0～T2期間。在主PWM控制下，V1關(guān)斷，由于變壓器T1磁通復位，VS在T0～T1階段為負，T1～T2階段為0，使V2關(guān)斷，V4導通，電感電流IL1通過(guò)V4續流。同時(shí)，在LT3710控制下，V3關(guān)斷，V5導通，電感電流IL2通過(guò)V5續流。
● T2～T3期間。V1導通，副邊電壓Vs為正，使V2同步導通，IL1逐漸增大；同時(shí)LT3710驅動(dòng)V3導通，為副路提供能量，IL2同步上升。在此過(guò)程中，續流管V4、V5關(guān)斷。
● T3至下一個(gè)周期開(kāi)始。V3關(guān)斷，V5導通，IL2通過(guò)V5續流，幅度下降，而V2仍維持導通狀態(tài)，IL1繼續上升。通過(guò)控制V3導通時(shí)間，可實(shí)現副路電壓的穩定。

關(guān)鍵電路參數設計、損耗分析及效率評估

根據以上電路，設計電源，相關(guān)參數要求如下：輸入電壓VI=176～253Vac，開(kāi)關(guān)頻率f=200kHz，初級占空比D=0.3～0.45，輸出電壓電流U01=5V、I01=10A、U02=3.3V、I02=8A、紋波≤1%。

1 MOSFET的選取

在選擇MOSFET時(shí)，要選擇具有足夠電流處理能力的，且散熱性良好的器件。我們選用MTP1306，其漏極電流ID=59A(100℃)，導通電阻為6.5mΩ(25℃)，可滿(mǎn)足使用要求。

2 損耗分析及效率估算

開(kāi)關(guān)MOSFET的損耗包括開(kāi)關(guān)損耗Ps和導通損耗Pr，具體計算方法如下。

① 開(kāi)關(guān)損耗的計算
同步整流器V2及續流管V4、V5作二極管使用，開(kāi)關(guān)損耗較小，可用公式(1)進(jìn)行估算：
PS1=COSSV2GS(th)f=0.08W （1）
式中，COSS為MOSFET輸出電容，查手冊為1827pF；VDS(th)為MOSFET截止時(shí)漏源極間電壓，取18V。
串聯(lián)開(kāi)關(guān)管V3的開(kāi)關(guān)損耗受各種分布參數影響，計算較復雜，可用公式(2)近似計算：
（2）
式中，Crss為MOSFET反向傳輸電容，查手冊為772pF；Igatb為柵極驅動(dòng)器在MOSFET處于臨界導通時(shí)輸出的電流，取0.5A；VIN為MOSFET輸入的峰值電壓，取18V。
因此，同步整流輸出部分的開(kāi)關(guān)損耗為：PS=3PS1+PS2=1.12W。

② 導通損耗的計算
MOSFET的導通損耗主要取決于導通電阻RON，而MOSFET的導通電阻與它的結溫有關(guān)，當MOSFET的最高管芯結溫（TJ）為125℃時(shí)其導通電阻最大，以MOSFET最大導通電阻作近似估算。
RON = RON1(1+k)Tj-25 = 6.5(1+0.005)(125-25)≈10mΩ （3）
式中，k為導通電阻的溫度系數，取 0.005。
同步整流器V3的導通時(shí)間包括兩部分：T2～T3期間，IL1、IL2均通過(guò)同步整流器V3；T3～T4期間，V2關(guān)斷，只有IL1流過(guò)V3，故V3的導通損耗為：
Pr1=(I01+△I1/2+I02+△I2/2)2ROND3.3/5+(I01+△I1/2)2ROND(1-3.3/5)=1.05W （4）
串聯(lián)開(kāi)關(guān)管V2，導通時(shí)間為T(mén)2～T3，IL2流過(guò)V2，故V2的導通損耗為：
Pr2 = (IO2+△I2/2)2ROND3.3/5=0.18W （5）
續流管V4工作占空比為1-D，V5工作占空比為1-D3.3/5，故V4的導通損耗為：
Pr3=(I01+△I1/2)2RON(1-D)=0.79W （6）
V5的導通損耗為：
Pr4= (IO2+△I2/2)2RON(1-D3.3/5)=0.60W （7）
同步整流輸出部分的導通損耗為: Pr=Pr1+Pr2+Pr3+Pr4=2.62W。

③ 電源總效率的計算
為了便于計算，選擇在輸出滿(mǎn)載、初級占空比為0.35條件下分析整個(gè)電源總效率η。（8）
式中，PO為輸出功率，為76.4W；Pl為線(xiàn)路及其他器件損耗功率，主要取決于變壓器的工作模式及元件的選取，根據工程經(jīng)驗，估算為4W；PSYN為同步整流輸出部分損耗，PSYN=Pr+Ps=3.74W。
故電源總效率為：（9）
　　　　　　　　　　　
實(shí)驗結果和波形分析

根據要求制作一臺樣機，用LeCroy公司生產(chǎn)的示波器測試，開(kāi)關(guān)管V2、V3的Ugs波形如圖3所示。A為V3管Ugs波形（5V/div），B為V2管Ugs波形（5V/div），V2占空比為 0.35，V3占空比為0.25，實(shí)驗波形與理論分析基本吻合。5V和3.3V輸出噪聲波形如圖4所示，A為5V輸出噪聲波形（10mV/div），B為3.3V輸出噪聲波形（10mV/div），紋波系數小于1%，滿(mǎn)足設計要求。在滿(mǎn)載條件下，測量電源的效率為91.6%，與估算值相吻合。

圖3 V2、V3的Ugs波形

圖4 輸出噪聲