如何驅動(dòng)電阻性、電感性、電容性和照明負載

1 引言

通常，在許多系統中，中央模塊以多種不同的形式為非板載負載供電。在中央模塊為汽車(chē)前照燈供電、PLC 系統為機械臂供電以及家用電器為前面板上的指示燈供電等情況下，都是如此。必須驅動(dòng)非板載負載的情況在絕大多數電氣系統中都很常見(jiàn)，這給系統設計人員帶來(lái)了挑戰。雖然提供足夠的直流電源來(lái)滿(mǎn)足系統要求會(huì )很簡(jiǎn)單，但考慮到要確保針對短路和開(kāi)路的穩健保護、提供故障指示、快速為負載供電以及實(shí)現預測性維護，面臨的難度則大大提高?，F在的設計對這些附加特性的需求越來(lái)越多，因此工程師需要選擇支持這種功能的輸出拓撲。實(shí)現這一目標的有效方法是使用智能高側開(kāi)關(guān)，因為它能夠可靠地驅動(dòng)非板載負載并支持多種診斷機制和故障預防機制。

并非所有的非板載負載都是相同的。對于每種負載曲線(xiàn)，智能高側開(kāi)關(guān)的作用不同，需要考慮不同的因素來(lái)確保提供強大的保護。無(wú)論負載是電阻性、電容性、電感性還是不完全屬于這些類(lèi)別之一（例如 LED），都將改變負載的驅動(dòng)方式和設計方式。為了實(shí)現合理的輸出功率保護，設計人員需要了解預期的負載曲線(xiàn)，然后了解這種負載曲線(xiàn)如何影響輸出級設計。本文檔將分析一些常見(jiàn)的負載曲線(xiàn)，并探討有關(guān)這些負載的具體挑戰和注意事項。

本文檔中將研究的負載曲線(xiàn)包括：

1. 節 2：驅動(dòng)電阻性負載

2. 節 3：驅動(dòng)電容性負載

3. 節 4：驅動(dòng)電感性負載

4. 節 5：驅動(dòng) LED 負載

對于這些負載類(lèi)型中的每一種，本文檔將提供一些包含給定負載曲線(xiàn)的示例應用，討論為什么智能高側開(kāi)關(guān)與傳統分立式解決方案相比具有優(yōu)勢，深入探討該負載類(lèi)型特有的技術(shù)挑戰，然后介紹如何根據給定應用選擇合適的智能高側開(kāi)關(guān)。

正確而透徹地理解負載曲線(xiàn)對輸出功率級的影響，有助于顯著(zhù)提高系統的功能性和可靠性。隨著(zhù)設計不斷變得更加智能和強大，這種理解對所有設計人員來(lái)說(shuō)都至關(guān)重要。

2 驅動(dòng)電阻性負載

2.1 背景

電阻性負載是最簡(jiǎn)單的驅動(dòng)負載，因為此類(lèi)負載遵循歐姆定律。

(1)之所以說(shuō)簡(jiǎn)單，是因為設計人員知曉電壓（汽車(chē)電池通常為 13.5V）和負載電阻（用歐姆表進(jìn)行測量）。通過(guò)這兩個(gè)參數，他們可計算出將通過(guò)電路的最大電流。了解這一信息是選擇合適的器件來(lái)驅動(dòng)該負載的第一步，因為每個(gè)高側開(kāi)關(guān)都有一個(gè)相關(guān)的導通電阻，可限制允許通過(guò)器件而不觸發(fā)熱關(guān)斷的標稱(chēng)電流量。在典型應用中，需要改變通過(guò)負載的電流以提供預期的輸出。同樣重要的是諸如電流感測之類(lèi)的特性，這些特性旨在將實(shí)際通過(guò)負載的電流與微控制器相關(guān)聯(lián)。若要改變通過(guò)負載的電流，最基本方法是對使能引腳進(jìn)行脈寬調制 (PWM)。這種方法提升了熱計算的復雜性。

在本部分中，我們將研究電阻性負載的應用，并展示在驅動(dòng)這些負載時(shí)可以使用哪些相關(guān)特性。我們還將了解 TI的智能高側開(kāi)關(guān)的功能集如何與負載要求充分契合。最后，為了選出適用的高側開(kāi)關(guān)，我們必須學(xué)習如何計算開(kāi)關(guān)的功率損耗并將該數據與結溫相關(guān)聯(lián)，并適當設置電流限制，以便高側開(kāi)關(guān)能夠正確驅動(dòng)電阻性負載。

2.2 應用示例

車(chē)輛中常見(jiàn)的電阻性負載是座椅加熱器。電流流過(guò)時(shí)，座椅內放置的長(cháng)線(xiàn)圈會(huì )發(fā)熱。該電流會(huì )受到控制以確保產(chǎn)生適度的熱量。此處提供了針對這種應用的一個(gè)參考設計：適用于座椅加熱器的智能電源開(kāi)關(guān)參考設計。

圖 2-1. 座椅加熱器-電阻性負載應用

在座椅加熱應用中，設置座椅溫度時(shí)需要執行單獨的溫度設置步驟。所有配備此功能的車(chē)輛都允許用戶(hù)根據需要選擇適合的溫度范圍?？梢酝茢?，溫度與流經(jīng)負載的電流直接相關(guān)，因此為了調節溫度，電流必須按比例變化。

為此，控制高側開(kāi)關(guān)的微控制器將對使能引腳進(jìn)行脈寬調制 (PWM)。這會(huì )快速導通和關(guān)斷器件，從而提供有效電流，可根據占空比 D 利用方程式 3 計算出該電流。對使能引腳進(jìn)行 PWM 處理時(shí)，導通和關(guān)斷器件會(huì )產(chǎn)生相關(guān)的功率損耗。有關(guān)該開(kāi)關(guān)損耗以及其他功率計算的說(shuō)明，請參閱節 2.4.2。

微控制器還需要測量通過(guò)高側開(kāi)關(guān)的電流，以便了解座椅當前的溫度。這意味著(zhù)高側開(kāi)關(guān)的電流檢測輸出需要準確，這樣才能知曉準確的溫度。這種精確的電流檢測將在節 2.3.1 中加以討論。

以上是座椅加熱器負載的示例，但現實(shí)中有許多不同的電阻性負載，例如白熾燈和工業(yè)加熱器。這些負載中的每一個(gè)都需要不同的電流電平，因此短路保護級別也會(huì )有所不同。此保護級別需要足夠高以確保標稱(chēng)電流可通過(guò)，但又要足夠低以確保不會(huì )對系統本身造成損害。

2.3 為何使用智能高側開(kāi)關(guān)？

雖然驅動(dòng)電阻性負載的基本原理很簡(jiǎn)單，但出于幾方面的考慮，使用智能高側開(kāi)關(guān)成為最佳選擇。使智能高側開(kāi)關(guān)脫穎而出的兩個(gè)主要優(yōu)勢是其具備精確的電流感測和電流限值可調節的特性。

2.3.1 精確的電流檢測

大多數智能高側開(kāi)關(guān)都具有被稱(chēng)為“電流感測”的功能，將測量通過(guò)開(kāi)關(guān)的電流。本部分將介紹該功能，以及在智能高側開(kāi)關(guān)中集成該功能優(yōu)于單獨測量電流的原因。

如應用部分所述，流過(guò)開(kāi)關(guān)的電流將與負載中的溫度成正比。這意味著(zhù)，為了在閉環(huán)電路中監測電流并將電流調整回來(lái)，電流測量的誤差需要非常低。通常，如果設計人員想要使用負載開(kāi)關(guān)，他們將不得不引入一個(gè)分立式電路或更多組件來(lái)正確測量電流并使電流中繼回中央微控制器。

就電流測量而言，有許多不同因素會(huì )導致實(shí)際系統中存在誤差。測量電流的分立式解決方案是使用檢測電阻，并通過(guò)四個(gè)電阻器和一個(gè)運算放大器組成一個(gè)差分放大器。在此配置中，系統中的每個(gè)組件都必須具有非常嚴格的公差，通常小于 1%。這是為了降低電流檢測的整體誤差，但代價(jià)是布板空間大幅增加。此外，檢測電阻會(huì )增加串聯(lián)阻抗，從而降低系統中的最大電流量。

圖 2-2. 分立式電流測量實(shí)現方案

TI 的高側開(kāi)關(guān)產(chǎn)品系列在大多數器件上都具有非常高的電流檢測精度標準。例如，TPS1H100-Q1 在負載 ≥1A 時(shí)具有 ±3% 的精度。它不僅可以減少系統中所需的組件數量，而且能夠在獲取流經(jīng)系統的精確電流方面降低誤差。

圖 2-3. TPSxHxxx 電流感測電路

圖 2-3 所示為 TI 高側開(kāi)關(guān)系列器件中用于電流感測的內部電路。將電流感測功能集成到高側開(kāi)關(guān)可減少系統中的組件數量，同時(shí)仍能保持高精度。

2.3.2 可調電流限制

TI 智能高側開(kāi)關(guān)的另一個(gè)獨特特性是對可調電流的限制。此特性在熱應用中尤其重要，因為在這類(lèi)應用中，即使只在短時(shí)間內產(chǎn)生大量電流也不僅會(huì )損害系統而且還會(huì )損害最終用戶(hù)。大多數情況下，在電阻性負載應用中會(huì )對使能引腳進(jìn)行 PWM 處理，僅允許全部電流中的一部分流向負載。這意味著(zhù)，即使是高側開(kāi)關(guān)可以應對的標稱(chēng)電流量也會(huì )造成故障，并可能損害系統或最終用戶(hù)。

競爭對手提供的高側開(kāi)關(guān)通常具有固定的電流限值，相對于標稱(chēng)工作電流而言，該限值通常過(guò)高。這意味著(zhù)開(kāi)關(guān)在達到設置得異常高的電流電平或造成熱關(guān)斷之前不會(huì )關(guān)斷。在上面的加熱器示例中，理論上一個(gè)微不足道的電阻短路可能就會(huì )消耗兩倍的 PWM 電流。

2.4 選擇合適的智能高側開(kāi)關(guān)

為電阻性負載選擇高側開(kāi)關(guān)的方法歸結為需要哪些特性以及什么樣的 RON 將能夠安全驅動(dòng)負載。

2.4.1 功率耗散計算

選擇正確的智能高側開(kāi)關(guān)在很大程度上取決于器件能否提供應用所需的電流而不會(huì )達到熱關(guān)斷閾值。對于電阻性負載應用，需要做的第一件事是測量負載的電阻。然后根據方程式 1 計算電流。請注意，提供的電壓需要是特定用例所需的最大工作電壓。對于汽車(chē)電池，這將是 18V，任何更高的電壓都將被視為故障情況。由于對輸入進(jìn)行的 PWM，大多數電阻性負載不會(huì )以滿(mǎn)電流運行，但重要的是需要確保開(kāi)關(guān)在這種條件下仍然能夠工作。這種情況會(huì )發(fā)生在電池反向故障期間，此時(shí)的電流無(wú)法通過(guò) PWM 進(jìn)行調節。根據此電流和開(kāi)關(guān)的 RON（高溫下的最大值），可通過(guò)方程式 4 計算開(kāi)關(guān)中的功率耗散。

若要計算器件的結溫，設計人員可在數據表中的“熱性能信息”部分找到連接環(huán)境熱阻 RθJA。請注意，數據表中的RθJA 規格適用于 JEDEC 標準定義的特定電路板布局。不同電路板布局的熱性能會(huì )有所不同，但此規格給出了一個(gè)很好的初步近似值。若要進(jìn)行完整計算，請運行器件的熱性能仿真程序來(lái)了解溫度會(huì )是多少。以一階計算結溫TJ 的方法是取環(huán)境溫度 TA 加上功率耗散乘以 RθJA，如下所示：

TI 的所有智能高側開(kāi)關(guān)都具有熱關(guān)斷功能。這意味著(zhù)，當器件的結溫達到一定溫度時(shí)，器件將關(guān)斷以保護自身。當系統正常運行時(shí)，其設計應使開(kāi)關(guān)絕不會(huì )達到該溫度。通過(guò)使用上面的公式并將計算得到的最大結溫與數據表中的熱關(guān)斷閾值 T(SD) 或 TABS 相關(guān)聯(lián)，設計人員將知曉器件是否會(huì )因為驅動(dòng)該負載所需的電流而關(guān)斷。請注意，這種情況適用于負載沒(méi)有 PWM 的用例。當負載經(jīng)過(guò) PWM 處理時(shí)，系統中的電流將低于本部分中計算出的直流電流。這意味著(zhù)設計人員實(shí)際上可根據經(jīng)過(guò) PWM 處理的電流選擇他們的智能高側開(kāi)關(guān)，并且由于 TI 的可調電流限制技術(shù)，可將電流限值設置為低于直流工作電流。

2.4.2 PWM 和開(kāi)關(guān)損耗

僅計算穩態(tài)工作條件下的功率耗散和結溫是選擇智能高側開(kāi)關(guān)來(lái)驅動(dòng)電阻性負載的第一步。如應用部分所述，大多數電阻性負載的工作方式是對開(kāi)關(guān)進(jìn)行 PWM 處理以調整提供給負載的電流量。開(kāi)關(guān)的這種 PWM 或快速開(kāi)關(guān)操作會(huì )在開(kāi)關(guān)中引入更多損耗，這種情況在大型負載電流應用中也需要納入考慮范圍。大多數設計人員此時(shí)的想法是，負載是電阻性的，因此在負載的開(kāi)關(guān)操作過(guò)程中不會(huì )有任何功率損耗，原因是根據歐姆定律，電壓與電流成正比。因而，當電流變?yōu)榱銜r(shí)，電壓將隨之為零。此想法有兩個(gè)問(wèn)題。第一個(gè)問(wèn)題是并不存在純電阻性負載，因為必須考慮負載中的實(shí)際寄生參數，這些寄生參數會(huì )直接影響電壓和電流的關(guān)系。第二個(gè)問(wèn)題也是更突出的問(wèn)題：按照設計，智能高側開(kāi)關(guān)的輸出電壓波形為固定形狀。這意味著(zhù)，當系統對開(kāi)關(guān)的使能引腳進(jìn)行 PWM 處理時(shí)，輸出電壓波形不會(huì )直接鏡像“使能”。相反，按照設計，它將具有不同的壓擺率。開(kāi)關(guān)的這一設計方式非常重要且很有必要，因為輸出波形的快速變化會(huì )發(fā)射大量 EMI，這會(huì )造成破壞，尤其是在汽車(chē)系統中。數據表中定義了導通和關(guān)斷脈沖的形狀。圖 2-4 所示為一個(gè)示例波形。

圖 2-4. 智能高側開(kāi)關(guān)波形

智能高側開(kāi)關(guān)的數據表中定義了導通延遲 td(on) 或 tDR 以及總導通時(shí)間 td(rise) 或 tON，兩者相減得到輸出器件從10% 上升到 90% 的時(shí)間。同樣，關(guān)斷延遲 td(off) 或 tDF 以及總關(guān)斷時(shí)間 td(fall) 或 tOFF 可用于計算輸出器件從 90%下降到10% 的時(shí)間。然而，這并未涵蓋全部情況，因為從 0-10% 和從 10-0% 的過(guò)程中會(huì )發(fā)生額外的開(kāi)關(guān)損耗。根據圖 2-5 可以看出，開(kāi)關(guān)能量損耗是功率耗散曲線(xiàn)下對應于導通和關(guān)斷時(shí)間的區域。

圖 2-5. PWM 期間的開(kāi)關(guān)能量損耗

該圖顯示了開(kāi)關(guān)的主 FET 上的電壓 VDS 和通過(guò)系統的電流 IOUT。在這些波形下方顯示了功率耗散波形，它是上述兩個(gè)波形的乘積。顯然，VDS 和 IOUT 成反比。它們的波形不是線(xiàn)性的，從導通和關(guān)斷期間的紅色功率波形上的尖峰可以看出這一點(diǎn)。在系統達到穩定狀態(tài)之前，該曲線(xiàn)下的區域稱(chēng)為導通或關(guān)斷能量 EON 和 EOFF。需要注意的是，這只是直觀(guān)的表示方式，并非按精確比例繪制，因為在大多數情況下，主要的能量損失將是通過(guò) FET 的耗散。

開(kāi)關(guān)的 RON 越低，開(kāi)關(guān)損耗就越明顯。因此，TI 提供了低 RON 系列器件在關(guān)斷和導通期間的開(kāi)關(guān)能量損耗。將這個(gè)值（以 mJ 為單位）乘以開(kāi)關(guān)頻率以得到開(kāi)關(guān)能量損耗。

還需要注意，這是一個(gè)通道的開(kāi)關(guān)損耗。如果器件有多個(gè)通道，則需要用開(kāi)關(guān)損耗加上 FET 耗散再乘以通道數

現在已經(jīng)確定了開(kāi)關(guān)引起的功率損耗，接著(zhù)就可以計算系統中的總功率損耗，以確認器件能夠成功驅動(dòng)該負載。這個(gè)計算方式很簡(jiǎn)單，就是將所有開(kāi)關(guān)損耗和功率耗散損耗相加得到總功率損耗，并使用方程式 5 計算結溫。如果結溫低于熱關(guān)斷閾值，則表示器件能夠成功向負載供電。

表 2-1. 加熱器負載示例

例如，如果我們有兩個(gè)電阻性加熱器負載：第一個(gè)是 1.42Ω，需要在 200Hz 下以 50% 的占空比進(jìn)行開(kāi)關(guān)，第二個(gè)是 2.6Ω，要在 100Hz 下以 85% 占空比進(jìn)行 PWM 處理。電池電壓為 13.5V。使用 TPS2HB16-Q1 并根據電阻性負載方面的知識，我們首先出計算通道 1 的 IH1 和通道 2 的 IH2 穩態(tài)負載電流。

下一步是使用方程式 4 計算開(kāi)關(guān)的每個(gè)通道在正常工作期間的功率耗散。另外請注意，RON 值來(lái)自 TPS2HB16-Q1 數據表中的“導通電阻 (RON) 與溫度間的關(guān)系”圖。一個(gè)通常遇到的問(wèn)題是，考慮了占空比的負載是否可以用于計算功率耗散。之所以有這個(gè)問(wèn)題，是因為在圖 2-5 中，能量損失的 PDIS 部分并未考慮占空比問(wèn)題。這是在穩態(tài)條件下進(jìn)行的計算，因此問(wèn)題不大。這就是說(shuō)，只要占空比不動(dòng)態(tài)變化，開(kāi)關(guān)中的平均功率耗散將與考慮了占空比之后計算出的穩態(tài)電流有關(guān)。

現在，計算出開(kāi)關(guān)的標稱(chēng)功率耗散后，必須加上開(kāi)關(guān)損耗。在 TPS2HB16-Q1 數據表中，EON 定義為 0.4mJ，EOFF 也定義為 0.4mJ。根據方程式 6 能夠計算出器件的開(kāi)關(guān)損耗。

在下面的波形中可以看到相關(guān)情況。圖 2-6 所示為 RH1 的開(kāi)關(guān)情況，其中的藍色波形為使能信號，綠色為 VBB，黃色為 VOUT，紫色為 IOUT。此外，在圖 2-7 中，能夠看到開(kāi)關(guān)的 VDS 以白色顯示，由此產(chǎn)生的功率耗散及開(kāi)關(guān)損耗以紅色顯示。

將器件中的所有損耗相加得出總功率耗散。

最后，在確定總功率耗散后，就可使用方程式 5 計算結溫。

該溫度遠低于器件 160°C 的熱關(guān)斷溫度，這說(shuō)明 TPS2HB16-Q1 能夠安全驅動(dòng)這些負載。

3 驅動(dòng)電容性負載

3.1 背景

TI 的智能高側開(kāi)關(guān)可用于驅動(dòng)并維持通常高達 4mF 的大容量電容性負載。根據上電時(shí)的上升時(shí)間，此負載輸出電容會(huì )導致大浪涌電流，而這些浪涌電流僅受接線(xiàn)和互連中存在的寄生電阻和電感的限制。某些情況下的浪涌電流會(huì )超過(guò) 100A。像這樣的高電流可能會(huì )導致輸入電源電壓下降，從而損害系統中的其他電路或導致故障。

為了防止出現這些問(wèn)題，可使用智能高側開(kāi)關(guān)來(lái)限制電流并通過(guò)對電容性負載進(jìn)行線(xiàn)性充電來(lái)降低浪涌電流。為了使用智能高側開(kāi)關(guān)有效驅動(dòng)電容性負載，有必要了解開(kāi)關(guān)在限制電流時(shí)的熱耗散影響，因為可在器件內部觀(guān)察到大功率水平。在理論上正確理解充電過(guò)程以及實(shí)際理解對智能高側開(kāi)關(guān)的選擇，使工程師能夠設計出合適的輸出級，確保輸出級具有安全高效的電容性負載驅動(dòng)，同時(shí)最大限度地降低系統成本。

在本部分中，我們將深入探討驅動(dòng)電容性負載時(shí)需要考慮的因素。在研究用于限制浪涌電流的智能高側開(kāi)關(guān)的系統優(yōu)勢之前，我們將首先討論一些存在電容性負載的應用。然后，我們將探討驅動(dòng)電容性負載在智能高側開(kāi)關(guān)中產(chǎn)生的熱沖擊，以及如何在系統中減輕這種影響。最后，我們將討論如何根據特定的負載曲線(xiàn)，選擇合適的高側開(kāi)關(guān)。

3.2 應用示例

圖 3-1. 汽車(chē)電容性負載驅動(dòng)示例

在如圖 3-1 所示的汽車(chē)應用中，許多非板載 ECU 都采用大容量電容來(lái)穩定輸入電壓。這些模塊必須能夠在輸入電壓下降、尖峰和開(kāi)關(guān)噪聲期間可靠運行，因此需要借助電容器組來(lái)防止任何功能的喪失。這些電容的范圍可介于數百微法拉到幾毫法拉之間。

圖 3-2. 工業(yè)電容性負載驅動(dòng)示例

工業(yè)應用（例如圖 3-2 中的 PLC 模塊）也必須能夠驅動(dòng)大型電容性負載。數字輸出模塊通常用于向具備瞬態(tài)浪涌保護功能的傳感器供電。為了保護傳感器免受這種瞬態(tài)浪涌影響，最簡(jiǎn)單的方法是使用過(guò)壓開(kāi)關(guān)在過(guò)壓期間關(guān)閉傳感器電源。這意味著(zhù)必須使用大電容來(lái)提供系統電源，直到瞬態(tài)浪涌已過(guò)去并且過(guò)壓保護解除。這種大電容給傳感器的啟動(dòng)增加了挑戰，并且在每次過(guò)壓保護解除時(shí)都會(huì )導致浪涌電流問(wèn)題。如果未精心設計，浪涌電流會(huì )導致 24V 外部現場(chǎng)電源電壓下降，進(jìn)而會(huì )使系統中其他地方的保險絲熔斷，并導致連接到同一電源的其他電容模塊產(chǎn)生危險的反向電流。

在這兩個(gè)示例中，輸出設計人員都必須了解電容性負載對系統的影響，并提供一種有效、可靠和高效的方法來(lái)驅動(dòng)負載。在接下來(lái)的幾個(gè)部分中，我們將探討對電容性負載進(jìn)行可靠驅動(dòng)時(shí)面臨的挑戰。

3.3 為何使用智能高側開(kāi)關(guān)？

3.3.1 電容性負載充電

當電壓施加到未充電的電容器時(shí)，電容器將汲取電流，直至其電壓等于電源電壓。浪涌電流的大小與電容器上的電壓隨時(shí)間變化的速率成正比。產(chǎn)生的浪涌電流可通過(guò)方程式 16 計算得出，并如圖 3-3 所示。

圖 3-3. 電容性負載充電圖

當開(kāi)關(guān)閉合且電壓首次施加到電容器時(shí)，dV/dT 由圖 3-3 中的開(kāi)關(guān)使輸出電壓升高的速率決定。根據此速率，浪涌會(huì )非常高，并且只會(huì )受制于開(kāi)關(guān)輸出端與電容器之間的布線(xiàn)中存在的寄生電阻和電感。在 IINRUSH 不受任何限制的情況下，這些大電流會(huì )導致輸入電壓電源的電壓下降，使得電源可能會(huì )因為所需的高功率水平而崩潰。在圖 3-4中可以看到這一點(diǎn)；其中，對具有高 dV/dT 的電容器充電會(huì )引起峰值高達 40A 的浪涌電流，并導致黃色輸入電源電壓顯著(zhù)下降。

圖 3-4. 浪涌導致電源電壓下降的示例

這種輸入電源電壓下降則預示著(zhù)，連接到同一電壓電源的任何其他系統必須在即使電源不穩定的情況下也能夠正常運行，而不會(huì )出現任何變化。此外，40A 電流本身會(huì )引起問(wèn)題，因為現在必須對系統進(jìn)行分析，以確保不會(huì )因流過(guò)電纜和連接器的電流過(guò)大而造成任何損害。這意味著(zhù)系統將更復雜、更昂貴，具體體現在：

? 為了適應大電流，需要更大的布線(xiàn)和連接器

? 為了防止電源電壓下降，需要更強大的電源

? 為了實(shí)現器件的持續運行，需要在下游系統的輸入端增加大容量電容器

為了消除這些系統隱患，有必要制定一種解決方案，讓系統能夠驅動(dòng)電容器并以受控速率為電容器充電，而不允許電容器汲取大量浪涌電流。在下一部分中，我們將說(shuō)明如何使用具有可調電流限制特性的智能高側開(kāi)關(guān)來(lái)實(shí)現這一目標。

3.3.2 減小浪涌電流

圖 3-5 中介紹了建模容性負載的一個(gè)簡(jiǎn)單示例。該電路顯示了一個(gè)開(kāi)關(guān)的簡(jiǎn)化模型，此開(kāi)關(guān)使用 10μF 輸出電容器
驅動(dòng) 24V 500mA 直流負載。在此示例中，電纜的電阻和電感分別為 100mΩ 和 5μH：

圖 3-6 展示了不受控制的 dV/dT 會(huì )導致浪涌電流達到近 30A，并伴有嚴重的振鈴。如果未對電流加以限制，這是給電容器充電的最快方法，但是對于許多系統來(lái)說(shuō)，這種浪涌電流是不可接受的，并且無(wú)法受到輸入電源軌的支持。

一種選擇是找到一種方法來(lái)限制此電流，同時(shí)不影響系統或導致電容器充電時(shí)間過(guò)長(cháng)。一個(gè)簡(jiǎn)單的解決方案是讓設計人員添加一個(gè) 12Ω 的限流電阻器，如圖 3-7 所示。

添加 12Ω 限流電阻器會(huì )將峰值電流限制在 2A 以下，但由于該額外 12Ω 電阻上的功率耗散和電壓降，這并不是可行的解決方案。對于 500mA 直流負載，這會(huì )在電阻器上增加 3W 額外功率耗散和 6V 壓降。這種熱耗散和電壓降在大多數應用中是不可接受的。

即使是相對較小的 10μF 負載，也需要更好的解決方案。對于更大的容性負載，這些影響將進(jìn)一步放大。

TI 智能高側開(kāi)關(guān)能夠通過(guò)限流對容性負載進(jìn)行線(xiàn)性充電，從而限制浪涌電流。為電容器充電時(shí)，智能高側開(kāi)關(guān)會(huì )識別過(guò)流事件并將輸出電流鉗制在可調的設定點(diǎn)。圖 3-9 所示為 TPS2H160-Q1 在電流限值為 1A 的情況下為470μF 電容充電的位置：

圖 3-9. TPS2H160-Q1 在 1A 時(shí)的電流限制

現在，電容器可完全充電，不允許輸出電流超過(guò) 1A，也不會(huì )給系統增加明顯的直流串聯(lián)電阻。由于 FET 在此充電期間升溫，最終會(huì )因為內部 MOSFET 工作模式之間的高溫轉換而出現一些振鈴，但由于瞬態(tài)時(shí)間長(cháng)度較短，這不會(huì )使系統面臨風(fēng)險。TPS2H160-Q1 的導通電阻僅為 160mΩ，因此在相同的 500mA 直流工作電流下，功率損耗和壓降分別只有 40mW 和 80mV 。這些數值對于系統來(lái)說(shuō)更容易接受，并且不會(huì )導致模塊內部產(chǎn)生不必要的熱量。

如果 1A 的浪涌電流太大，TPS2H160-Q1 可靈活地將電流限值進(jìn)一步降低至 500mA，如圖 3-10 所示。

圖 3-10. TPS2H160-Q1 在 500mA 時(shí)的電流限制

電容器上的電壓以從不超過(guò)設定電平的恒定電流進(jìn)行線(xiàn)性充電。在考慮限制浪涌電流的合理方案時(shí)應了解，TI 智能高側開(kāi)關(guān)電流限制功能能夠提供一種平衡型解決方案，允許在驅動(dòng)電容性負載的同時(shí)限制浪涌電流。

3.3.2.1 電容器充電時(shí)間

回看電容器充電公式，我們能夠預測浪涌電流限制期間的充電曲線(xiàn)。通過(guò)重新變換方程式 16 來(lái)計算充電時(shí)間，我們便得到方程式 17。

方程式18表明，方程式17對于圖3-9而言是準確的。

方程式 17 顯示，電流限制設定點(diǎn)的幅度越低，為負載電容充電所需的時(shí)間就越長(cháng)。重要的是需要調整此電流限制設定點(diǎn)，以便在不顯著(zhù)延長(cháng)充電時(shí)間的情況下在該設定點(diǎn)與安全限制電流之間實(shí)現合理平衡。這種平衡必須通過(guò)了解具體的應用要求（例如系統啟動(dòng)時(shí)間）來(lái)確定。

3.3.3 熱耗散

對于大的電容性負載，必須考慮限流期間智能高側開(kāi)關(guān)中的散熱問(wèn)題。當電容器處于充電狀態(tài)時(shí)，智能高側開(kāi)關(guān)通過(guò)調節智能高側開(kāi)關(guān)內部 MOSFET 的柵極電壓來(lái)限制 IINRUSH。

讓我們回看方程式 19，了解為電容器充電的情況。

對于調節常數 IINRUSH，電容器需要具有恒定的 dVCAP/dT。這表示電容器上的電壓必須線(xiàn)性增加，而不是在沒(méi)有電流限制的情況下發(fā)生近乎瞬時(shí)的電壓增加。施加在電容器上的電壓為 VCAP，如方程式 20 所示。

對于恒定的 VSUPPLY，方程式 20 表明，如果 VCAP 線(xiàn)性增加，則 VDS 必須與 VCAP 反向并線(xiàn)性減少。因此，對于恒流電容充電，智能高側開(kāi)關(guān) VDS 一開(kāi)始等于 VSUPPLY，然后下降到零，而 VCAP 同時(shí)增加，直至達到VSUPPLY。圖 3-11 展示了這種行為，其中，TPS2H160-Q1 將大型 (470μF) 電容性負載驅動(dòng)至 24V，將電流限制在 500mA。

圖 3-11. 電容充電時(shí)的 VDS

我們可以看到，在電容上的 OUT1 電壓從 0V 線(xiàn)性增加到 24V 而 VDS 反向從電源電壓緩慢下降到 0V 的過(guò)程中，智能高側開(kāi)關(guān)將輸出電流限制在 500mA。

在此充電期間，智能高側開(kāi)關(guān)中的功率耗散 PDIS 通過(guò)方程式 21 計算得出。

電流現在受到限制，不再是未經(jīng)檢查的浪涌電流，因此，公式現在將采納 ILIM 而不是 IINRUSH。ILIM 是常數且初始狀態(tài)下的 VDS = VSUPPLY，因此，峰值功率耗散出現在脈沖開(kāi)始時(shí)，由方程式 22 計算得出。

當電容器充滿(mǎn)電時(shí)，VDS ≈ 0，因此 PDIS ≈ 0。對于初步近似計算而言，這意味著(zhù)充電期間的平均功率耗散可根據方程式 23 計算得出。

該平均耗散將在與充電周期等同的時(shí)間段內發(fā)生，而這個(gè)周期可根據方程式 24 計算得出。

在圖 3-11 中，我們看到峰值功率耗散為 24V × 500mA = 12W，平均耗散為 6W，充電時(shí)間為 22.9ms。為了可靠運行，FET 必須能夠在充電時(shí)間內耗散掉該熱量。讓我們看看當電流限值增加到 1A 時(shí)，圖 3-12 中會(huì )發(fā)生什么情況。

圖 3-12. TPS2H160-Q1 在 1A 電流下充電

峰值功率耗散增加到 24W，平均耗散增加到 12W，但充電時(shí)間減少到 8.8ms。較高的電流限值意味著(zhù)較高的峰值功率耗散以及較短的脈沖，而較低的電流限值則意味著(zhù)較長(cháng)時(shí)間的低峰值耗散。

3.3.4 電容性浪涌期間的結溫

高側開(kāi)關(guān)在容性浪涌期間承受的大量熱耗散可能超過(guò)在功率耗散計算中計算出的器件平均功率耗散。如果器件結溫升至 Tj(Max) 以上并可能使器件進(jìn)入過(guò)熱關(guān)斷狀態(tài)，這將引起可靠性問(wèn)題。

針對平均功率耗散，我們按照方程式 4 估算了結溫。然而，容性浪涌事件不是穩態(tài)條件，且持續時(shí)間很短。由于熱阻抗依賴(lài)于輸入，高側開(kāi)關(guān)可能能夠在浪涌事件期間在短時(shí)間內承受高于平均水平的功率耗散。

瞬態(tài)熱阻抗通常通過(guò) Foster RC 網(wǎng)絡(luò )建模，如圖 3-13 所示。該模型將高側開(kāi)關(guān)結溫 TJ 與環(huán)境溫度 TA 以及熱 RC網(wǎng)絡(luò )的響應與器件 PDIS 中耗散的功率聯(lián)系起來(lái)。模型中的熱阻抗值在很大程度上取決于器件結構和封裝。ZΘJA 的定義如方程式 25 所示。

圖 3-13. 器件熱阻抗的 Foster 網(wǎng)絡(luò )模型

該模型顯示，如果周期遠小于 RC 時(shí)間常數（用作高通濾波器），則功率的短脈沖對結溫的影響較小。如果時(shí)間周期很長(cháng)，熱電容會(huì )限制功率，所有功率都會(huì )通過(guò)熱阻抗 R1,2,3..n。模型中的這些熱阻抗之和為 RΘJA，這一參數在器件數據表中有相關(guān)規定。對快速功率瞬變的響應的建模結果將與圖 3-13 中的穩態(tài)功率耗散進(jìn)行比較。

圖 3-14. 熱時(shí)間常數對 RΘJA 和結溫的影響

在容性浪涌期間，ZΘJA、PDIS 和 TJ 是時(shí)間周期的函數，如圖 3-13 所示。時(shí)間采用對數刻度，而 ZΘJA 是器件的時(shí)間相關(guān)熱阻抗（基于結點(diǎn)和環(huán)境空氣之間）。ZΘJA 根據特定器件的 Foster 模型的時(shí)間常數呈指數衰減。

圖 3-15. 浪涌周期內的 RΘJA 和結溫

ZΘJA 在浪涌周期 Δt 期間單調增加，但由于電流限制，器件中的總功率耗散呈線(xiàn)性下降。峰值功率耗散 ILIM·VSUP
出現在此周期的開(kāi)頭，而衰減指數的總和 ZΘJA 在浪涌周期結束時(shí)達到峰值。

這種相反關(guān)系導致結溫在浪涌周期大約一半（即 Δt/2）處達到峰值。只要浪涌周期 Δt 小于器件的有效熱時(shí)間常數，或者在 ZΘJA 曲線(xiàn)變平之前，這一論斷都成立。對于大多數高側開(kāi)關(guān)，此時(shí)間大約為 500s。

從數學(xué)角度來(lái)看，結溫是 ZΘJA 和 PDIS 兩者的卷積，這兩者都隨時(shí)間變化，如方程式 26 所示。計算此卷積以獲得ΔTj 非常困難，如果器件有支持熱性能的模型，最好將這個(gè)任務(wù)留給像 PSPICE 這樣的仿真器。

就設計而言，我們主要應該關(guān)注的是在浪涌周期內找出 TJ(Max)，而不是獲得任何時(shí)間點(diǎn)的 TJ 表達式。通過(guò)這樣的簡(jiǎn)化計算，我們可以得到 TJ(Max)（按照方程式 27）的近似值。

在方程式 27 中，ZΘJA(Δt/2) 是位于浪涌周期 Δt 一半處的瞬態(tài)熱阻抗，其計算方法如方程式 24 所示。然后，我們從器件的瞬態(tài)熱阻抗曲線(xiàn)中找出 Δt/2 處的 ZΘJA，如圖 3-16 所示。

有關(guān)瞬態(tài)熱阻抗 ZΘJA 的多個(gè)圖，請參閱附錄 A，并且這些圖針對表 3-1 中列出的每個(gè) TI 高側開(kāi)關(guān)而提供。

方程式 27 的精度在 TJ(Max) 的 PSPICE 仿真結果的 ±10% 以?xún)?，但僅適用于浪涌時(shí)間 Δt < ~500s 或 ZΘJA 曲線(xiàn)變平的位點(diǎn)。超過(guò)此位點(diǎn)后，隨著(zhù)峰值溫度晚于 Δt/2 出現，該近似值開(kāi)始下沖。此時(shí)應使用 PSPICE、Simulink 或其他建模工具進(jìn)行更高級的熱仿真。

圖 3-16. 根據 TPS2H160-Q1 瞬態(tài)熱阻抗曲線(xiàn)估算 ZΘJA(Δt/2)

可使用 2 通道或 4 通道導通情況下的瞬態(tài)熱數據 ZΘJA 對多通道器件重復此過(guò)程。但是，此數據僅適用于兩個(gè)通道
同時(shí)導通且負載條件相同的情況。

除了我們的 TPS2H160-Q1 示例之外，我們還可以估算容性浪涌期間的 TJ(Max)。在此示例中，由單個(gè)通道驅動(dòng)470μF 的電容性負載，電流限值 ILIM 設置為 1A，電源電壓為 24V，環(huán)境溫度為 TA = 25°C。

根據方程式 18，我們發(fā)現浪涌周期持續時(shí)間為 Δt = 11.28ms。參考附錄 A 中的 TPS2H160-Q1 數據，我們可以在Δt = 11.28ms 處畫(huà)一條線(xiàn)（如圖 3-16 所示），找出浪涌周期 Δt 一半處的 RΘJA 值，因為我們僅在一個(gè)通道上進(jìn)行驅動(dòng)，得到 ZΘJA(Δt/2) = 5.4°C/W。

電流限制功能在浪涌周期內處于活動(dòng)狀態(tài)，并導致高側開(kāi)關(guān)中出現大量功率耗散。這是因為電流限制是通過(guò)控制FET RON 實(shí)現的。在浪涌開(kāi)始時(shí)，必須強制使 RON 比數據表規格高幾個(gè)數量級，這會(huì )導致 FET 通道中的高 I2R損耗。

一旦器件將 FET 導通，FET 上的 VDS 最初為 VSUP，并在電容器負載充電后降低至接近 0V。這個(gè)初始點(diǎn)正是出現峰值功率耗散的地方。在我們使用 TPS2H160-Q1 的示例中，我們已設置 ILIM = 1A，因此峰值功率為 24V·1A =24W?，F在，為了計算浪涌期間的 TJ(MAX)，我們可以將 VSUP、ILIM、TA 和 ZΘJA(Δt/2) 的值代入方程式 27，如方程式 28 所示。

根據方程式 28，我們在 25°C 的環(huán)境溫度下算出 TJ(Max) ≈ 111°C，而 111°C < 150°C，完全在 TJ 的規格限值范圍內。因此，我們所處環(huán)境的 ΔTJ 為 86°C。

這是一個(gè)估計值，并且工作條件可能與設計時(shí)不同，因此建議在 TJ(Max) 和 150°C 之間留出足夠的余量。TJ 限制不當可能會(huì )觸發(fā)過(guò)熱關(guān)斷并降低可靠性和器件壽命。

除了保持 TJ < 150°C 外，建議保持 ΔTJ < TSW（其中的 TSW = 60°C），以便防止浪涌期間出現熱振蕩關(guān)斷。浪涌期間會(huì )在 FET 結中出現最高溫度，因此針對 ΔTJ < TSW 的設計可確保浪涌期間不會(huì )觸發(fā)熱振蕩關(guān)斷。TFET TCON的時(shí)間在很大程度上取決于浪涌時(shí)的負載條件，因此 ΔTJ 也可能大于 TSW 而不會(huì )觸發(fā)熱振蕩關(guān)斷。

為獲得準確的熱結果，強烈建議對 TI 的高側開(kāi)關(guān)使用支持熱性能的 PSPICE 模型，確保能夠對 TJ、TCON 和熱關(guān)斷進(jìn)行建模。更多有關(guān)在 PSPICE 中對器件熱性能進(jìn)行仿真的信息，請參閱《使用 PSpice 仿真器模擬 TI 智能高側開(kāi)關(guān)中的熱行為》。

3.3.5 過(guò)熱關(guān)斷

為確保在高功率耗散期間不會(huì )出現故障，TI 智能高側開(kāi)關(guān)集成了兩種過(guò)熱保護方法。第一種方法是絕對熱關(guān)斷，即在結溫達到不安全水平（通常在 150°C 左右）時(shí)將 FET 關(guān)斷。第二種方法是相對熱關(guān)斷，或熱振蕩關(guān)斷，這種方法會(huì )測量 FET 和控制器之間的溫差，并且將在 FET 快速升溫但控制器滯后于 FET 溫度的大型瞬態(tài)期間將智能高側開(kāi)關(guān)關(guān)斷。這種保護方式能夠在以下兩種主要情況下提高可靠性：
1. 防止出現溫度傳感器無(wú)法記錄的 FET 局部熱點(diǎn)。在僅采用絕對溫度關(guān)斷方法的情況下，要測量最高結溫，但這是無(wú)法保證的。
2. 在電纜電感短路的情況下提供保護。在輸出短路期間，輸出端需要汲取非常高的電流，因此智能高側開(kāi)關(guān)將鉗制在電流限值處，直至達成熱關(guān)斷。一旦達成熱關(guān)斷，輸出電流將立即停止，但是電纜中存在的任何輸出電感都會(huì )嘗試讓電流繼續流動(dòng)，因此智能高側開(kāi)關(guān)必須對該電感進(jìn)行退磁。更多有關(guān)對電感性進(jìn)行退磁的詳細信息，請參閱節 4。如果智能高側開(kāi)關(guān)已經(jīng)處于其結溫峰值，這種退磁能量將損壞開(kāi)關(guān)。通過(guò)使用 FET 的相對溫度來(lái)鑒定此種短路并提早將器件關(guān)斷，可確保該器件安全吸收退磁能量。

圖 3-17 所示為相對熱關(guān)斷機制的行為，這種機制在 TFET-TCON>TSW（其中 TSW=60°C）時(shí)關(guān)斷 FET，并在低于TSW 減去遲滯溫度 THYS 時(shí)重新導通 FET。這可能會(huì )導致浪涌期間下電上電以及負載電容器充電緩慢。

圖 3-17. 相對熱關(guān)斷機制導致的熱循環(huán)

當發(fā)生這些關(guān)斷機制中的任一個(gè)時(shí)，開(kāi)關(guān)都會(huì )關(guān)斷以防止電流流向負載。通過(guò)防止電流流向負載，器件可防止智能高側開(kāi)關(guān)中出現任何額外的功率耗散。這使得開(kāi)關(guān)有足夠的時(shí)間冷卻下來(lái)并達到安全溫度。

在關(guān)斷期間，FET 開(kāi)路會(huì )暫時(shí)阻止電容器充電，但 TI 智能高側開(kāi)關(guān)能夠快速冷卻下來(lái)并進(jìn)行重試，因此電容器上的電荷侵蝕將受到限制，然后在重新啟動(dòng)時(shí)，開(kāi)關(guān)將繼續充電。這意味著(zhù)，如果智能高側開(kāi)關(guān)達到熱關(guān)斷狀態(tài)，它將快速進(jìn)行重試并安全地恢復對電容器的充電。

這種行為可在圖 3-18 中看到，其中的 TPS2H160-Q1 將 470μF 驅動(dòng)至 24V，將電流限制在 2.2A?？梢杂^(guān)察到，在兩種情況下，器件達到相對關(guān)斷溫度，并暫時(shí)禁用開(kāi)關(guān)以防止電流流動(dòng)，然后在器件冷卻后重新啟用開(kāi)關(guān)。通過(guò)這種方式，TI 智能高側開(kāi)關(guān)可在驅動(dòng)大型容性負載時(shí)保護自身免受過(guò)溫應力的影響。

圖 3-18. TPS2H160-Q1 驅動(dòng)電容時(shí)進(jìn)行熱關(guān)斷

在選擇用于驅動(dòng)容性負載的 TI 器件時(shí)，了解該分析內容非常重要。理想情況下，智能高側開(kāi)關(guān)應該能夠驅動(dòng)負載而不進(jìn)行任何關(guān)斷，但是設計人員應平衡電流限制設定值和所需的充電時(shí)間。若要確定器件是否會(huì )進(jìn)入熱關(guān)斷狀態(tài)，較好的方法是使用 TI 評估模塊來(lái)測試特定負載曲線(xiàn)，但若要進(jìn)行詳細分析，也可使用 RC 熱模型。

3.3.6 選擇正確的智能高側開(kāi)關(guān)

選擇智能高側開(kāi)關(guān)來(lái)驅動(dòng)容性負載時(shí)，要留意兩個(gè)關(guān)鍵規格：
1. 直流電流范圍：確保智能高側開(kāi)關(guān)的導通電阻足夠低，能夠驅動(dòng)所需的直流電流而不會(huì )顯著(zhù)發(fā)熱。
2. 熱耗散：計算為電容器充電所需的熱能，然后參考智能高側開(kāi)關(guān)的熱模型，確保器件在驅動(dòng)負載時(shí)達到熱關(guān)斷閾值的可能性最低。

根據表 3-1，選擇可支持最大應用直流電流要求的器件，從而確定適合您的應用的器件：

表 3-1. TI 智能高側開(kāi)關(guān)產(chǎn)品系列

表中列出的最大電流適用于帶有 JEDEC 標準電路板的標稱(chēng)器件。最佳做法是確保擁有足夠的余量來(lái)應對非理想布局或高于標準環(huán)境溫度的情況。如需精確計算，請參考數據表中的 RθJA 規格以計算直流電流的實(shí)際熱擴散。選擇可支持輸出電流要求的器件后，請確保該器件的熱耗散能力能夠充分散發(fā)電容充電所需的熱量。

TI 智能高側開(kāi)關(guān)提供了一種可靠且高效的方式來(lái)安全驅動(dòng)電容性負載。在驅動(dòng)電容性負載時(shí)，重要的是應該安全地限制浪涌電流，同時(shí)盡量縮短負載充電時(shí)間。通過(guò)選擇用于限流的合適智能高側開(kāi)關(guān)，可以為電容性負載高效充電，同時(shí)避免熱問(wèn)題。

4 驅動(dòng)電感性負載

4.1 背景

電感性負載是指連接到電源電壓時(shí)存儲磁能的任何負載。電感性負載阻抗由串聯(lián)的電阻和電感組成?？捎芍悄芨邆乳_(kāi)關(guān)驅動(dòng)的常見(jiàn)電感性負載包括繼電器、電機和電磁閥。當關(guān)斷時(shí)，由于電感中存儲磁能，電感性負載會(huì )產(chǎn)生數百伏的瞬態(tài)負電壓。這種瞬態(tài)電壓會(huì )對驅動(dòng)電路造成嚴重損害。為防止任何潛在損害，在關(guān)斷期間必須鉗制電感性負載上的電壓以將存儲的磁能耗散掉。TI 智能高側開(kāi)關(guān)集成了一個(gè)電源鉗位電路，通過(guò)將開(kāi)關(guān)上的電壓鉗制到設定的電壓并再次循環(huán)通過(guò)鉗位器的電流來(lái)保護電路。這樣就能夠安全地耗散掉存儲的能量。有了這樣的大鉗位電壓，退磁時(shí)間就會(huì )減少，從而使電感性負載能夠安全快速的關(guān)斷。

本文檔針對電感性負載驅動(dòng)過(guò)程中用于實(shí)現高可靠性的重要參數和計算提供了指導信息。由于集成了鉗位器，TI智能高側開(kāi)關(guān)通常能夠驅動(dòng)電感性負載，而無(wú)需外部保護元件，如瞬態(tài)電壓抑制器 (TVS) 二極管。本部分中的大多數計算將以TPS4H160-Q1 為例，但在提供了退磁能量圖的情況下，所有 TI 高側開(kāi)關(guān)的計算和比較將非常相似。

我們將首先研究常見(jiàn)的電感性負載應用，然后推導出用于確定電感性負載退磁的關(guān)鍵參數和公式。然后，我們將開(kāi)始專(zhuān)門(mén)研究 TPS4H160-Q1，作為解讀退磁能量圖的案例研究。最后，我們將查看幾個(gè)展現具體應用的示例，以及我們如何判斷 TI 智能高側開(kāi)關(guān)是否能夠對負載進(jìn)行退磁。

NOTE

重要的設計注意事項：確保在關(guān)斷時(shí)智能高側開(kāi)關(guān)能夠耗散掉存儲在電感性負載中的退磁能量。

4.2 應用示例

常見(jiàn)的電感性負載包括電感高達 1500mH 且穩態(tài)電流高達 5A 的各種繼電器和電磁閥。以長(cháng)電纜連接的電機和電阻性負載（特別是在工業(yè)系統中）本質(zhì)上也是電感性負載。一個(gè)常見(jiàn)示例（如圖 4-1 所示）是驅動(dòng)工廠(chǎng)自動(dòng)化系統等工業(yè)應用中的電磁閥。

圖 4-1. 電磁閥應用示例

在此示例中，智能高側開(kāi)關(guān)控制著(zhù)汽車(chē)電池和電磁閥之間的電源。汽車(chē)應用需要使用電磁閥來(lái)為汽車(chē)發(fā)動(dòng)機起動(dòng)機提供大初始電流，因此電磁閥的正常運行對于車(chē)輛的啟動(dòng)至關(guān)重要。智能高側開(kāi)關(guān)向電磁閥中的電感線(xiàn)圈提供電流，這樣便能夠閉合初級電流的觸點(diǎn)以啟動(dòng)發(fā)動(dòng)機。該電磁閥本質(zhì)上是電感性的，因此必須確保智能高側開(kāi)關(guān)能夠有效應對電磁閥導通和關(guān)斷方面的挑戰。這是車(chē)輛的重要功能，因此必須進(jìn)行正確設計以確保開(kāi)關(guān)正常運行。

電磁閥并不是唯一具有電感性負載曲線(xiàn)的常見(jiàn)應用。PTC 繼電器、閥門(mén)、電動(dòng)機和變壓器主要驅動(dòng)的也將是電感性負載。對于這些負載中的任何一種負載，應確保正確理解輸出負載驅動(dòng)級的原理和設計，這一點(diǎn)很重要。

4.3 為何使用智能高側開(kāi)關(guān)？

了解電感性負載驅動(dòng)背后的原理對于設計長(cháng)期可靠的智能高側開(kāi)關(guān)解決方案至關(guān)重要。電感性負載驅動(dòng)有兩個(gè)方面需要考慮：導通階段和關(guān)斷階段。

4.4 導通階段

圖 4-2. 電感性負載導通階段

如圖 4-2 所示的導通階段始于電源電壓 VBAT 最初施加到未充電的電感性負載之時(shí)。這會(huì )使得負載電流從零呈指數上升。在未充電的電感器上施加階躍電壓 VBAT 時(shí)，可根據 方程式 29 計算電流。

時(shí)間常數 τ 決定了電流的壓擺率，并且是負載電阻和電感的函數。負載曲線(xiàn)也決定了穩態(tài)電流 ILOAD,DC（通過(guò)方程式 31，該電流大約在時(shí)間 t = 3τ 達到）以及存儲的磁能 E（通過(guò)方程式 32）。

使用包含開(kāi)路負載檢測功能的智能高側開(kāi)關(guān)時(shí)，請確保開(kāi)關(guān)等待足夠長(cháng)的時(shí)間，讓電流上升，然后再聲明開(kāi)路負載。還要確保智能高側開(kāi)關(guān)能夠處理直流電流。如果電流高于器件數據表中的規格，則會(huì )導致開(kāi)關(guān)內部較高的功率耗散并造成熱關(guān)斷。

4.5 關(guān)斷階段

電感性負載力圖在一個(gè)方向上保持連續的電流流動(dòng)。當將感性負載關(guān)斷后，電感性負載會(huì )反轉所施加電壓的極性，以防止電流立即流失。這說(shuō)明，如果電感性負載上的電壓在導通階段為正，則在移除所施加的電源后將變?yōu)樨摗?/p>

在開(kāi)關(guān)斷開(kāi)之前的那一刻，負載電流 I0 等于 ILOAD,DC（可根據 方程式 31 計算得出）。在開(kāi)關(guān)斷開(kāi)之后的那一刻，電感器電流開(kāi)始以連續函數的形式從 I0 衰減到零。當 dI/dT 為負且未施加 VBAT 時(shí)，電感性負載上的電壓將反轉，并且在高側開(kāi)關(guān)輸出端將出現負電壓。圖 4-3 展示了這一過(guò)程

圖 4-3. 電感性負載關(guān)斷階段

應用基爾霍夫電壓定律可得出方程式 33。

其中，VL 為負載電感元件上的電壓，VR 為負載電阻元件上的電壓，VCLAMP 為瞬態(tài)電壓尖峰期間開(kāi)關(guān) FET VDS 上的電壓，VBAT 為電源電壓。方程式 34 和方程式 35 所示為用于電阻器和電感器的歐姆定律：

將它們代入方程式 33 中得到方程式 36：

調整方程式 36 以得到方程式 37，這是負載電流的一階微分方程。

方程式 38 對此進(jìn)行了求解。

其中，I0 為開(kāi)關(guān)最初斷開(kāi)時(shí)的電流。方程式 38 表明電流以負斜率和時(shí)間常數 τ = L/R 呈指數衰減。該公式用作計算電感性負載退磁能量的基礎。電流有兩個(gè)分量：公式左側由穩態(tài)電流貢獻，右側由通過(guò)指數時(shí)間因子進(jìn)行調整的瞬態(tài)電流貢獻。當總電流為零且兩個(gè)分量相等時(shí)，負載將完全退磁。

請注意，方程式 38 僅從時(shí)間 t = 0 起有效，直到負載完全退磁。該退磁時(shí)間將在下一部分中計算。

4.5.1 退磁時(shí)間

退磁時(shí)間 TDEMAG 是指電流從 I0 衰減到零所需的時(shí)間。此時(shí)間是之后計算總退磁能量所必需的參數。

為了計算 TDEMAG，可在總電流等于 0 時(shí)求解方程式 38。

方程式 42 表明退磁時(shí)間與時(shí)間常數 L/R 成正比，并且隨著(zhù) I0 的增大、VCLAMP 的降低和 VBAT 的升高而增加。

4.5.2 退磁期間的瞬時(shí)功率損耗

在這段退磁時(shí)間內，電感器能量被高側開(kāi)關(guān)吸收。通過(guò)開(kāi)關(guān)的瞬時(shí)功率可根據開(kāi)關(guān)上的電壓以及負載電流采用 方
程式 43 計算得出。

方程式 43 與方程式 38 合并后可得到方程式 44：

采用 方程式 42 計算退磁時(shí)間和采用 方程式 44 計算瞬時(shí)功率后，可以計算出退磁能量。

4.5.3 退磁期間耗散的總能量

在關(guān)斷期間，必須將高側開(kāi)關(guān)中的退磁能量耗散掉。如果未經(jīng)適當退磁，FET 會(huì )受到嚴重損害，并且還會(huì )在系統的其他地方造成損害。

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