CAN收發(fā)器節點(diǎn)計算與外圍電路參考設計

1   CAN總線(xiàn)節點(diǎn)數計算

一個(gè)CAN網(wǎng)絡(luò )中，總線(xiàn)所能支持掛載的最大節點(diǎn)數是衡量CAN收發(fā)器性能的一個(gè)重要參數。影響CAN總線(xiàn)節點(diǎn)數量的因素可以從CAN收發(fā)器的物理層和協(xié)議層兩個(gè)方面去考慮。

首先物理層方面，總線(xiàn)節點(diǎn)的輸出差分電壓大小決定了CAN總線(xiàn)電平能否被正常識別，通訊能否正常進(jìn)行，主要由總線(xiàn)負載電阻R_L來(lái)決定，而R_L取決千總線(xiàn)終端匹配電阻以及各節點(diǎn)總線(xiàn)差分輸入電阻R_dif，我們可以通過(guò)如下方式從物理層角度去估算—個(gè)CAN網(wǎng)絡(luò )的最大節點(diǎn)數。

圖1 n個(gè)節點(diǎn)的CAN網(wǎng)絡(luò )總線(xiàn)拓撲

圖1為掛載n 個(gè)CAN 節點(diǎn)的總線(xiàn)網(wǎng)絡(luò )拓撲示意圖，其中R_T為終端匹配電阻，R_dif為CAN收發(fā)器的總線(xiàn)差分輸入電阻?？梢酝ㄟ^(guò)電路等效的方法得到如下所示簡(jiǎn)易拓撲圖：

圖2 n個(gè)節點(diǎn)的CAN網(wǎng)絡(luò )等效電路圖

如圖2所示，Node1作為信號發(fā)送，Noden作為信號接收。從Node1端看進(jìn)去的線(xiàn)路等效電阻為

將（1）式化簡(jiǎn)可得

R_T為終端匹配電阻，此處取120 Ω；R_dif 為差分輸入電阻，這里取20 kΩ；R_L可支持的負載電阻范圍為45Ω ~700Ω，當R_L=45 Ω 時(shí)，n 取最大值為112。所以在此參數條件下的CAN總線(xiàn)網(wǎng)絡(luò )中，最多可支持掛載112 個(gè)CAN 節點(diǎn)。

從協(xié)議層方面來(lái)考慮，當總線(xiàn)節點(diǎn)數越多，總線(xiàn)越長(cháng)，線(xiàn)路寄生越大，對于本地節點(diǎn)信號自發(fā)自收的工況下，總線(xiàn)寄生越大，有可能導致回環(huán)回來(lái)的信號衰減較多，CAN控制器的采樣發(fā)生錯誤，導致通訊異常；而對于相距較遠兩個(gè)節點(diǎn)之間進(jìn)行通信的工況下，中間節點(diǎn)越多，線(xiàn)路越長(cháng)，導致信號傳播延時(shí)較長(cháng)，接收端在接收到發(fā)送端發(fā)出的CAN信號后會(huì )進(jìn)行幀內應答(ACK)，傳播延時(shí)較長(cháng)可能導致應答不及時(shí)，通訊失敗。所以在計算CAN總線(xiàn)最大掛載節點(diǎn)數時(shí)，應考慮線(xiàn)路寄生以及傳播延時(shí)的影響，具體要求為由線(xiàn)路寄生較大引起的信號衰減不應使得CAN控制器的采樣出現偏差，導致通訊異常；同時(shí)信號在傳輸路徑上的傳播延時(shí)應小于1/2的位時(shí)間，保證接收節點(diǎn)能夠及時(shí)應答，不會(huì )導致通訊失敗。

2   CAN總線(xiàn)外圍電路設計參考

在汽車(chē)應用中，EMC問(wèn)題一直是一個(gè)廣泛關(guān)注的問(wèn)題，而與傳統汽車(chē)相比，新能源汽車(chē)的EMC問(wèn)題更加突出，因此對于汽車(chē)中大量使用的總線(xiàn)接口芯片的EMC性能要求也比較高。為了獲得較好的EMC 性能，除了芯片設計的考慮之外，系統中芯片外圍電路的補充完善也是至關(guān)重要的。這一部分將著(zhù)重介紹一下CAN芯片外圍電路的一些參考設計( 如圖3 所示)。

圖3 CAN總線(xiàn)外圍電路參考設計示意圖

2.1   共模電感（Commonmodechoke-CMC）

共模電感的特性是對于共模信號表現較高的阻抗，對于差模信號表現較低的阻抗，所以對于共模噪聲干擾有較強的抑制作用。在汽車(chē)CAN網(wǎng)絡(luò )中，共模電感經(jīng)常被用來(lái)提升系統EMC性能，除了可以濾除掉系統本身通過(guò)CAN總線(xiàn)發(fā)射出去的干擾噪聲，減小對其他系統的影響，同時(shí)也可以抑制其它系統產(chǎn)生的干擾噪聲對CAN總線(xiàn)通信的影響。

CANFD=5Mbps不加CMC的EMI測試結果

圖4 CANFD=5Mbps加CMC的EMI測試結果

圖4所示為NOVOSENSECAN收發(fā)器EMI測試結果，分別為總線(xiàn)加commonmodechoke（CMC）和不加CMC的測試結果，對比可見(jiàn)CMC對于通過(guò)CAN總線(xiàn)發(fā)射出去的電磁干擾有較強的抑制作用。

通常我們在CMC選型時(shí)需要關(guān)注電感值、泄露電感(leakageinductance)、直流電阻(DCresistance)、模式轉換特性(modeconversioncharacteristics) 等特性。

●   電感值

對于CMC電感值的選取我們需要從抑制總線(xiàn)共模噪聲方面去考慮。在CAN總線(xiàn)的共模噪聲頻率處，CMC應具有盡可能高的電感值，表現為高阻抗抑制共模噪聲的傳播，電感值較小對于共模噪聲的抑制效果會(huì )不佳，而電感值較大又會(huì )有尺寸和成本方面的限制。建議對于500 kbps的CAN通信可以采用51 uH電感值的CMC，對于2 Mbps 的CANFD 通訊可以采用100 uH 電感值的CMC。

●   泄漏電感

泄漏電感也稱(chēng)差模電感，對差模信號有一定的抑制作用。泄露電感較大可能會(huì )導致CAN信號產(chǎn)生振鈴，影響CAN總線(xiàn)正常通訊。而一定的泄露電感，又可以起到抑制CAN總線(xiàn)中差模電流的作用，提升系統的EMI性能。所以應該綜合考慮泄露電感的影響，只要不在總線(xiàn)信號上產(chǎn)生較大振鈴，干擾總線(xiàn)正常通訊，適當的泄露電感是有利的。

●   直流電阻

共模電感的直流電阻越大，總線(xiàn)信號的損耗越大，傳輸效率越低。在確定了共模電感的電感值后，應該選取直流電阻盡可能小的CMC。

●   CMC的模式轉換特性

共模電感的模式轉換特性，反映的是共模電感上下線(xiàn)圈的對稱(chēng)性，通過(guò)S_sd12/S_ds21參數來(lái)體現。S_sd12/S_ds21參數差別越大，模式轉換特性越大，表示CMC上下線(xiàn)圈的不對稱(chēng)性較大，會(huì )在CAN總線(xiàn)通信過(guò)程中引入新的共模噪聲，降低CMC的EMI濾波性能。所以我們應選取S_sd12/S_ds21兩個(gè)參數比較接近的CMC。

如圖5所示為DLW32SH101XF2的阻抗與頻率特性曲線(xiàn)。整體來(lái)看，CMC具有較高的共模阻抗，用以抑制共模噪聲。在CAN總線(xiàn)通訊的頻段，CMC具有較高的共模阻抗Z_c以及較小的差模阻抗Z_d，保證抑制共模噪聲的同時(shí)不會(huì )影響總線(xiàn)的正常通訊。

圖5 CMC阻抗－頻率特性曲線(xiàn)

在CAN網(wǎng)絡(luò )正常通訊過(guò)程中，如果總線(xiàn)發(fā)生異常故障，比如總線(xiàn)短路到BAT或者V_cc，由于CMC的存在，可能會(huì )在總線(xiàn)上產(chǎn)生臨近或者超過(guò)總線(xiàn)耐受電壓的瞬態(tài)電壓。對于NOVOSENSE系列的CAN收發(fā)器，這種因為總線(xiàn)短路在CMC上產(chǎn)生的瞬態(tài)過(guò)壓，滿(mǎn)足芯片總線(xiàn)引腳內部ESD防護電路的開(kāi)啟條件，總線(xiàn)上由于CMC感生出來(lái)的過(guò)壓能量會(huì )通過(guò)內部的ESD防護電路完全泄放掉，不會(huì )對芯片造成任何損傷。

2.2 終端分立電阻

在具有多個(gè)節點(diǎn)的CAN網(wǎng)絡(luò )中，我們通過(guò)總線(xiàn)連接各個(gè)CAN收發(fā)器的CANH、CANL引腳進(jìn)行通信，通常會(huì )在首端節點(diǎn)和末端節點(diǎn)的總線(xiàn)上各并聯(lián)一個(gè)電阻，其阻值一般與總線(xiàn)的特征阻抗保持一致，這個(gè)電阻的作用主要有以下幾點(diǎn)：

●   匹配總線(xiàn)特征阻抗，阻止信號反射，保證信號傳輸質(zhì)量

CAN總線(xiàn)的特征阻抗一般為120Ω，而CAN收發(fā)器隱性狀態(tài)下的總線(xiàn)差分輸入電阻為幾十kΩ，發(fā)射節點(diǎn)的信號在經(jīng)過(guò)總線(xiàn)傳輸到接收節點(diǎn)后，會(huì )發(fā)生信號反射，導致總線(xiàn)信號產(chǎn)生振鈴，影響CAN網(wǎng)絡(luò )的正常通信。在接收端并聯(lián)一個(gè)與總線(xiàn)特征阻抗匹配的電阻后，可以吸收掉信號到達接收端的多余能量，避免振鈴的產(chǎn)生，保證信號的傳輸質(zhì)量。

●   總線(xiàn)負載電阻在45Ω ~ 70Ω范圍之間，提升總線(xiàn)的抗干擾性能

因為CAN收發(fā)器的輸入差分電阻阻值為幾十kΩ，在總線(xiàn)隱性狀態(tài)下，外部的一些輕微干擾通過(guò)幾十kΩ的電阻就有可能在總線(xiàn)上產(chǎn)生滿(mǎn)足顯性的差分電壓，改變總線(xiàn)狀態(tài)，所以需要在總線(xiàn)處并聯(lián)一個(gè)阻值較小的電阻來(lái)吸收外部的一些干擾，同時(shí)考慮到CAN收發(fā)器的總線(xiàn)輸出電壓范圍，并聯(lián)的電阻值應使得這一節點(diǎn)的外部等效負載電阻在45 Ω ~ 70 Ω 之間。

●   加速總線(xiàn)信號下降沿，確?？偩€(xiàn)快速切入隱性狀態(tài)

總線(xiàn)顯隱切換的過(guò)程也可以看作是一個(gè)對電容的充放電過(guò)程。沒(méi)有并聯(lián)終端電阻的情況下，顯性切換到隱性時(shí)，總線(xiàn)寄生電容僅通過(guò)CAN 收發(fā)器幾十kΩ 的內阻進(jìn)行放電，過(guò)程比較緩慢，會(huì )導致信號下降很慢，在一些通訊速率較快的網(wǎng)絡(luò )中，會(huì )影響CAN 的正常通訊。通過(guò)在CAN 總線(xiàn)并聯(lián)一個(gè)阻值較小的匹配電阻，可以加速放電過(guò)程，加快總線(xiàn)信號的下降沿，使得總線(xiàn)由顯性快速切入隱性狀態(tài)。如圖6、圖7 所示，分別為不加終端電阻和加上終端匹配電阻時(shí)的CAN總線(xiàn)波形。

圖6 不加終端匹配電阻CAN總線(xiàn)波形

圖7 加60 Ω終端匹配電阻CAN總線(xiàn)波形

如圖6所示，不加終端匹配電阻的情況下，總線(xiàn)由顯性切換到隱性狀態(tài)時(shí)，電平下降緩慢，幾乎占據整個(gè)隱性bit位時(shí)間( 通訊速率=1Mbps)，會(huì )導致CAN通訊異常；而加了終端匹配電阻的情形下，電平下降較快，總線(xiàn)波形較為理想。

為了進(jìn)一步提升CAN收發(fā)器的EMC性能，建議將單個(gè)終端匹配電阻分為兩個(gè)相等電阻串聯(lián)的方式，并在中間節點(diǎn)通過(guò)電容連接到GND，如圖8 所示。這樣的連接方式可以為總線(xiàn)上的共模干擾提供額外的路徑，進(jìn)一步降低總線(xiàn)共模噪聲的影響，同時(shí)也形成了一個(gè)RC低通濾波器，濾除一些高頻噪聲干擾。對于那些處于CAN網(wǎng)絡(luò )中的一些中間節點(diǎn)，也可以采用這樣的端接電阻方法，進(jìn)一步提升中間節點(diǎn)的信號質(zhì)量，如圖6所示。

圖8 CAN總線(xiàn)網(wǎng)絡(luò )各節點(diǎn)終端分立電阻示意圖

CAN網(wǎng)絡(luò )的總線(xiàn)電阻在45Ω~70Ω 之間，例如在一個(gè)11節點(diǎn)的CAN網(wǎng)絡(luò )中，R_T 取124Ω，若總線(xiàn)負載等效電阻值取50Ω，則根據以下公式：

可以近似計算得到R_S 阻值約為2.3kΩ，則R_S/2為1.15kΩ。同時(shí)為了保持CANH和CANL兩條路徑的對稱(chēng)，避免產(chǎn)生新的共模噪聲，應選擇精度比較高的電阻，盡可能使得阻值一致。

2.3 總線(xiàn)電容

除了通過(guò)總線(xiàn)上加CMC以及采用分立終端匹配電阻的方法來(lái)提升CAN總線(xiàn)的EMC性能，分別在CANH和CANL上加一個(gè)對地電容，也可以濾除總線(xiàn)上的一些高頻噪聲，能在一定程度上提升CAN總線(xiàn)的EMC性能。當然對地電容值的選取需要綜合考慮多種因素，如果電容過(guò)大，會(huì )導致總線(xiàn)信號衰減，上升和下降時(shí)間增大，縮短bit 時(shí)間，影響總線(xiàn)正常通訊；同時(shí)對地電容容值與信號源的阻抗所組成的RC 低通濾波器截止頻率應高于CAN總線(xiàn)的通訊速率，保證CAN總線(xiàn)的正常通訊。所以需要綜合考慮總線(xiàn)長(cháng)度、節點(diǎn)數量、通訊速率等因素來(lái)選擇合適的對地電容。一般建議對于2 Mbps的CANFD通訊，總線(xiàn)對地電容不超過(guò)100 pF。

2.4   ESD保護二極管

在汽車(chē)或者工業(yè)應用中，對于一些有外部連接接口的系統，在安裝和維護過(guò)程中積累的過(guò)量電荷會(huì )通過(guò)接口線(xiàn)纜流入模塊，這些放電能量足夠高有可能高達幾十kv，那么位于接口端的接口芯片就會(huì )首當其沖，被放電能量損壞，導致系統無(wú)法工作。所以保護接口收發(fā)器免受ESD的影響對于系統應用來(lái)說(shuō)至關(guān)重要。對于CAN收發(fā)器，雖然芯片內部設計了相關(guān)的ESD保護電路，但是受限于芯片尺寸，一般總線(xiàn)端的ESD防護能力遠遠達不到一些環(huán)境下的ESD沖擊。因此，需要使用外部ESD保護二極管來(lái)提升系統端的ESD防護能力，瞬態(tài)電壓抑制(TVS)二極管就是常用于外部ESD 防護的器件。

對于TVS管的選取，除了要考慮其瞬時(shí)響應特性，能快速泄放瞬間大能量，我們還應注意以下幾個(gè)參數：

●   反向關(guān)斷電壓(V_RWM)

反向關(guān)斷電壓參數表征TVS管不導通狀態(tài)下的最大電壓。在CAN總線(xiàn)正常工作情況下，TVS管應處于截止狀態(tài)，當CAN總線(xiàn)出現異常過(guò)壓達到TVS擊穿電壓時(shí)，TVS管由高阻態(tài)變?yōu)榈妥钁B(tài)，將總線(xiàn)異常過(guò)壓導致的瞬時(shí)過(guò)流泄放到地。所以TVS管的反向關(guān)斷電壓應高于CAN總線(xiàn)的正常工作電壓，否則就會(huì )影響CAN總線(xiàn)的正常通訊。一般TVS管的反向關(guān)斷電壓應高于CAN收發(fā)器總線(xiàn)的共模電壓工作范圍。

●   擊穿電壓(V_BR)

V_BR表征TVS管通過(guò)一定電流時(shí)的兩端電壓，在這個(gè)電壓下，TVS管呈現低阻抗特性，一般情況下V_BR會(huì )略高于V_RWMo

● 鉗位電壓(V_CL)

V_CL表征在峰值脈沖電流下TVS管的最大鉗位電壓。在CAN系統應用中，TVS管的V_CL應不超過(guò)總線(xiàn)的絕對最大額定電壓(AMR)，否則就有可能損壞CAN收發(fā)器。

●   峰值脈沖功率(P_PP)

峰值脈沖功率為峰值脈沖電流與鉗位電壓V_a的乘積，P_PP越大，給定最大鉗位電壓條件下，TVS管的瞬態(tài)浪涌電流吸收能力越大，TVS管的ESD保護效果更好。所以在選定V_CL的前提下，應選擇P_PP較大的TVS管。

●   電容(C_d)

C_d表征在一定頻率下TVS管的寄生電容大小。在CAN總線(xiàn)應用中，對于CAN總線(xiàn)通訊頻率，應選擇具有較低寄生電容的TVS管，避免對總線(xiàn)信號產(chǎn)生較大衰減，影響通信。

TVS管應盡可能放置于模塊對外連接處，以便快速將外部能量泄放到地。TVS管的走線(xiàn)應盡可能的短，以減少線(xiàn)路的寄生電感以及阻抗影響：寄生電感可能導致V_CL電壓的增加，而走線(xiàn)阻抗則會(huì )降低TVS管對浪涌能量的泄放能力。

（本文來(lái)源于《EEPW》202411）