共漏極放大器介紹：大信號行為

共漏極放大器也稱(chēng)為源極跟隨器，以其低輸出阻抗而聞名。本文介紹了基本的公共漏極配置，并研究了其大信號特性。

理想情況下，運算放大器的輸出電阻應為零。這是因為運算放大器的輸出電阻與負載電阻串聯(lián)，因此這兩個(gè)電阻將形成一個(gè)分壓器。對于非零輸出電阻，這將導致負載處的輸出電壓降低。

盡管它被廣泛使用，但共源放大器在這方面遠非理想。它的輸出阻抗與MOS晶體管的輸出電阻在同一數量級，很容易達到幾kΩ。因此，用輸出阻抗相對較低的另一個(gè)放大器緩沖共源放大器的輸出是有用的。

進(jìn)入共漏極放大器。雖然它的使用頻率不如其公共源極對應物，但當放置在運算放大器的輸出端時(shí)，它可以形成一個(gè)很好的電壓緩沖器：它的小信號增益大約為1，輸出電阻相對較小。當創(chuàng )建振蕩器或兩端有源電感器時(shí)，該放大器的輸入和輸出阻抗也很有用。

圖1顯示了具有理想電流源的基本共漏極放大器。

具有理想電流源的基本共漏極放大器。

圖1?；镜墓猜O放大器配置。

如上圖所示，共漏極放大器使用柵極作為輸入，源極作為輸出。因為源極的輸出電壓“跟隨”柵極的輸入電壓，所以這種配置也被稱(chēng)為源極跟隨器。漏極與直流電壓相連。對于NMOS，假設直流電壓為VDD；對于PMOS，它是地。

在本文中，我們將了解此源跟隨器的大信號特性。后續文章將介紹放大器的小信號行為。

理想電流源的大信號行為

為了理解上述電路的大信號特性，讓我們看看當我們將VIN從0掃到VDD時(shí)，VOUT會(huì )發(fā)生什么。

在掃描開(kāi)始時(shí)，VIN和VOUT都等于0。只要VIN小于NMOS晶體管的閾值電壓（VTH），晶體管將保持關(guān)斷，VOUT將繼續為0。然而，一旦VIN達到閾值電壓，晶體管就會(huì )導通。

當它打開(kāi)時(shí)，晶體管處于飽和狀態(tài)。當VDS=VGS-VTH時(shí)，NMOS晶體管達到飽和。由于在這種配置中VDS=VDD，并且VDD將始終大于VGS-VTH，因此晶體管將在剩余的掃描時(shí)間內保持飽和。

一旦晶體管導通，電流源就會(huì )迫使偏置電流（IBIAS）通過(guò)晶體管。在此基礎上，我們可以計算柵極到源極的電壓，如下所示：

方程式1。

解釋?zhuān)?/p>

μn是NMOS晶體管的遷移率

Cox是氧化物電容

W是晶體管寬度

L是晶體管長(cháng)度。

由于在這種情況下VGS等于VIN-VOUT，我們可以重新排列這個(gè)方程來(lái)求解VOUT：

方程式2。

從方程式2中可以看出，VOUT在較低電壓下跟隨VIN。這指向了源跟隨器的一個(gè)常見(jiàn)應用，即它可以用作電平移位器。

圖2展示了圖1中共漏極放大器的大信號特性。圖表上的輸出電壓變?yōu)樨撝?，因為電路中使用了理想的電流源?/p>

具有理想電流源的共漏極放大器的直流特性。

圖2:圖1中公共漏極放大器的直流特性。

公共漏極放大器輸入電壓的適當工作區域由下式給出：

方程式3。

更現實(shí)的實(shí)施

因為它使用了一個(gè)理想的電流源，圖1并不能代表我們實(shí)際如何實(shí)現一個(gè)共漏極放大器。在現實(shí)生活中，電流源將通過(guò)負載晶體管實(shí)現，如圖3所示。負載晶體管標記為M2。

帶MOS電流源的共漏極放大器。

圖3。帶MOS電流源的共漏極放大器（M2）。

M2必須處于飽和狀態(tài)才能正常工作，因此該放大器的大信號特性略有不同。當VOUT≥VBIAS-VTH時(shí)發(fā)生飽和。如果VOUT低于VBIAS-VTH，M2將在線(xiàn)性區域運行，從而降低源極跟隨器的性能。

圖3的直流特性如圖4所示。

具有MOS電流源的共漏極放大器的直流特性。

圖4。MOS電流源共漏極放大器的直流特性。

因為VBIAS必須大于VTH，所以我們的工作范圍比理想電流源更有限。使用方程式2中VOUT與VIN的關(guān)系，我們可以定義此版本的共漏極放大器正常工作的VIN范圍：

方程式4。

總結

從我們的大信號分析中，我們可以看到源極跟隨器輸出輸入的電平偏移電壓。因為輸出跟蹤輸入的變化，所以公共漏極放大器可以用作緩沖器或電平移位器。在下一篇文章中，我們將研究源代碼跟隨器的小信號行為，了解它的更多用途。