高可靠固態(tài)射頻電源設計與實(shí)現

作者簡(jiǎn)介：薛新（1974—），男，高級工程師，主要研究方向：射頻及微波電路。

董佳興（1979—），男，高級工程師，主要研究方向：射頻及微波放大器。

董亮（1987—），男，工程師，主要研究方向：射頻及微波電路。

0   引言

射頻電源是一種可以產(chǎn)生高頻正弦波電壓的特殊電源，在電子工業(yè)、光伏產(chǎn)業(yè)、科學(xué)實(shí)驗、醫療美容等領(lǐng)域都有廣闊的應用前景。早期的射頻電源基本上采用電子管技術(shù)進(jìn)行設計制造，其產(chǎn)品占市場(chǎng)的主導地位，但是這類(lèi)電源有體積大、使用壽命短、能耗大和工作電壓高不夠安全等諸多缺點(diǎn)，嚴重影響射頻電源設備的應用。目前基于大功率射頻微波半導體器件的設計和制造技術(shù)已經(jīng)占據了主流，晶體管的體積只及電子管的十分之一至百分之一，而且具有效率高、壽命長(cháng)、低工作電壓、穩定性好等優(yōu)點(diǎn)，因此采用晶體管為功率器件設計的固態(tài)射頻電源已經(jīng)被廣泛使用。

本文設計的固態(tài)射頻電源主要功能是將機內石英晶振產(chǎn)生的13.56 MHz 正弦波信號放大至500 W 功率，用于將醫用消毒罐中處于接近真空狀態(tài)下的空氣分子激發(fā)到等離子態(tài)，實(shí)現消毒殺菌的目的。作為等離子射頻激勵源，本機還具有遙控功能、過(guò)熱保護功能以及輸出功率分檔等功能。

1   設計方案

根據等離子消毒系統對射頻電源的指標要求進(jìn)行整機方案考慮，本方案中射頻電源主要由兩部分組成：射頻功率源和阻抗匹配器。其中射頻功率源主要由晶振電路、三級級聯(lián)功放電路組成，文中詳細介紹了各級功率放大電路的設計以及功率器件的具體選擇，并對末級模塊進(jìn)行了重點(diǎn)論述。阻抗匹配器采用大功率電感和可調電容組成L 型的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò )，根據調諧電路諧振電壓高和通過(guò)功率大的要求，可調電容選用了大型單聯(lián)空氣平板電容，調諧電感選用空心銅管進(jìn)行制作；針對射頻電源在工作時(shí)易熱和功率管易失配損壞的特性，本機還專(zhuān)門(mén)設計了實(shí)時(shí)溫度檢測和各種保護電路，提高射頻電源工作時(shí)的可靠性。

1.1射頻功率源

射頻通路組成框圖如圖2 所示。整個(gè)射頻電路全部采用了已經(jīng)應用成熟的功率器件以及合成器、耦合檢波器等電路，晶振電路采用13.56 MHz 方波晶振進(jìn)行低通濾波得到正弦波。

前級模塊電路如圖3 所示，主要由一片MINI 公司的ERA-5SM 集成功放、一片ST 公司的LDMOS 功率管PD57018 組成，其中輸入端加入由PIN 管組成的電調衰減器，在環(huán)境溫度變化和整機負載變化的情況下起到穩定整機輸出功率的作用。

圖3 前級功放電路圖

末級模塊采用Freescale 公司（編者注：2015 年被恩智浦收購）大功率LDMOS 功放管MRFE6VP5600HR6進(jìn)行設計^[1]，如圖4，其額定輸出連續波功率600 W，增益25 dB，效率大于75%，關(guān)鍵是其輸出抗負載失配能力達到65:1，非常適合各種工業(yè)用途中的惡劣使用環(huán)境。本模塊輸入輸出匹配電路均使用傳輸線(xiàn)變壓器制作的阻抗變換電路，輸入為9:1 阻抗變換，輸出為1:4 阻抗變換^[2]。

圖4 末級功放電路圖

耦合檢波器電路如圖5 所示，主要由定向耦合器、檢波器兩部分構成，定向耦合器是一種單向的分功率器件，具有方向性，可以從直通線(xiàn)的正向波中耦合設定比例功率到采樣端口，而從反向波中耦合出的功率非常小。利用這個(gè)單向耦合傳輸特性可以對主射頻通道中的入射波和反射波分別進(jìn)行取樣，這樣可以檢測主通道傳輸和反射功率的大小，并配合阻抗匹配器的調整實(shí)時(shí)監測整機負載的匹配情況。這里采用傳統的集中參數變壓器耦合形式，檢波器采用成熟的二極管檢波電路，為了保證檢測電壓不受諧波影響，在耦合檢波器前增加了一個(gè)三階低通濾波器，用于濾除各次諧波。

圖5 耦合檢波器電路圖

1.2 阻抗匹配器

射頻傳輸的效率關(guān)鍵在于阻抗匹配。隨著(zhù)理論和工程應用的進(jìn)步國內外研究人員已經(jīng)發(fā)展了各種各樣的阻抗匹配技術(shù)，但是在不同的系統中需要有針對性的分析應用，權衡各方面的因素才能得到比較合理的方案。

為了實(shí)現功率源與負載之間的功率匹配，減少功率損耗，一般是在功率源和實(shí)際負載之間加入一個(gè)阻抗匹配網(wǎng)絡(luò )，將固定阻抗變?yōu)槠渌枰淖杩怪怠?/p>

本文的設計是倒L 型阻抗匹配網(wǎng)絡(luò )作為匹配器的主體結構^[3]，其中可調電容C1 用于調節匹配負載阻抗的實(shí)部，C2 用于調節匹配負載阻抗的虛部，阻抗匹配網(wǎng)絡(luò )參數調節的最終目的就是使射頻源端口和負載端口的反射系數逼近為零。

本設計中的調諧電感L 選用φ5 的空心銅管進(jìn)行繞制，可調電容C1、C2 均為大型空氣平板電容，其電容值C 和極板間距d 成反比，與極板相對面積S、介電常數ε 成正比，各參數之間的關(guān)系如下式：

C = εS / 4πkd

從公式中可以看出，要改變電容值，只需要改變電容的極板間距d 和相對面積S 即可，在本設計中是通過(guò)旋轉一組相連的極板，改變兩組極片相對面積S，進(jìn)而改變電容器的電容值。當電容的兩組極片完全相對時(shí)，電容值最大，反之則最小。阻抗匹配范圍為：(2.5~45)±j(0~70)。

匹配網(wǎng)絡(luò )參數： 電感L=47 μH，C1 的變化范圍為(2.0~100) pf，C2 的變化范圍為(50~1 000) pf。

2   關(guān)鍵技術(shù)

射頻功率放大器最大的弱點(diǎn)就是功率管易損壞，對于過(guò)氧化氫等離子消毒柜射頻電源來(lái)說(shuō)，加電瞬間負載是接近開(kāi)路狀態(tài)，如果采用傳統的有過(guò)沖的控制模式會(huì )產(chǎn)生如圖7 所示波形，加電瞬間功放處于飽和功率輸出狀態(tài)，由于此時(shí)負載全反射，功率幾乎全部疊加到功放管的輸出端，極端情況下會(huì )導致功率管的損傷。

圖7 過(guò)沖功率輸出波形

本設計變常規的控制電路為新型無(wú)過(guò)沖控制電路，以適應用戶(hù)消毒罐（也就是射頻功率源的負載）的激發(fā)特性，無(wú)過(guò)沖控制的原理如圖8，其設計思想為：加電瞬間，功放輸出功率100 W 左右，即使消毒罐全反射，功率管也能容忍。由于100 W 的功率已經(jīng)可以使消毒罐啟輝，因此在啟輝前受到駐波保護，功放始終處于100 W 的低功率輸出，使功放自身處于受保護狀態(tài)；當消毒罐啟輝后，功放負載特性改變，駐波保護逐漸撤銷(xiāo)，功率開(kāi)始上升，直到達到最大輸出功率500 W。最終功放安全的工作在500 W 輸出狀態(tài)，負載端口駐波保持在3 以下。

當采用無(wú)過(guò)沖控制時(shí)，功率輸出相應特性如圖9 所示，在50 Ω 負載時(shí)性能非常理想。與用戶(hù)設備聯(lián)試長(cháng)期工作時(shí)無(wú)過(guò)沖的功放在相同的應用條件下均無(wú)損壞，可靠性非常高。

圖9 500 W無(wú)過(guò)沖時(shí)的功率輸出（黃色為ALC電壓，綠色為RF信號）

3   實(shí)測結果

本方案設計的射頻電源如圖11 所示，供電采用220 V AC，實(shí)測數據如表2 所示，在13.65 MHz 工作頻點(diǎn)上，輸出功率大于500 W，AC-RF 轉換效率大于70%。

圖10 射頻電源輸出射頻波形

4   結束語(yǔ)

本文采用石英晶振電路和三級級聯(lián)功放來(lái)完成13.56 MHz 500 W 射頻電源設計。為提高射頻電源的信號頻率穩定度，使用石英晶振電路作為信號產(chǎn)生電路；為減小射頻電源的體積和重量，用大功率LDMOS 管代替傳統的電子管。射頻電源的末級放大器采用AB 類(lèi)推挽功率放大電路，提高了整機AC-RF 轉換效率，有效減少工作時(shí)產(chǎn)生的熱量，達到安全與節能的效果。關(guān)鍵技術(shù)采用無(wú)過(guò)沖控制模式消除射頻功率管的瞬態(tài)過(guò)載狀態(tài)，極大地增加了設備的可靠性。

圖11 射頻電源實(shí)物圖

參考文獻：

[1] MRFE6VP5600HR6 datasheet. Rev1.1.

[2] 張紀綱.射頻鐵氧體寬帶器件[M].北京:科學(xué)出版社,1986.

[3] GREBENNIKOV A.射頻與微波功率放大器設計[M].張玉興,趙宏飛,譯.北京:電子工業(yè)出版社,2006.

（本文來(lái)源于《電子產(chǎn)品世界》雜志2021年2月期）