適用于IEPE傳感器的24位數據采集系統

如圖1所示，使用了基準電壓為2.5 V的基準電壓芯片(ADR441A)，確保V_COM穩定。此基準電壓IC具有很高的溫度漂移特性，在-25°C至+ 85°C的溫度范圍內，電壓變化值為2.75 mV。此變化乘以2.667的FDA增益，導致ADC檢測到7.33 mV的總溫度漂移，該漂移隨后由DAC予以補償。

每次輸入電壓或VCOM發(fā)生變化時(shí)（VCOM僅因溫度漂移而變化），DAC都會(huì )反向補償該變化。在這種情況下，僅VCOM發(fā)生變化，輸入偏置則保持穩定。ADR441A的電壓漂移占主導地位，這可以從圖8看出，其形狀與ADR441A的電壓漂移曲線(xiàn)相反。在指定溫度范圍內，數字碼的總變化為32 LSB。

DAC緩沖器

DAC的內部緩沖器會(huì )限制電壓噪聲，必須進(jìn)行濾波。由于DAC與ADC共享4.096 V基準電壓，因此DAC輸出也必須放大以提供0 V至5V。

圖9 帶緩沖器的DAC

圖9顯示了采用低通Sallen-key濾波器結構且具有增益輸出的電平轉換DAC。濾波器的截止頻率通過(guò)下式設置為大約100 Hz的較低值：

由于對Sallen-key濾波器拓撲應用了一個(gè)增益，因此必須考慮濾波器的穩定性。否則，緩沖器很可能會(huì )變成振蕩器。另一個(gè)與穩定性相關(guān)的因素是濾波器質(zhì)量(Q)，此模塊必須加以考慮。Q因子應保持足夠低的值（小于0.707），以確保頻率響應在截止頻率處沒(méi)有峰化，滾降具有較和緩的斜率，而且開(kāi)始頻率顯著(zhù)早于截止頻率。低Q因子適合于需要在整個(gè)頻率范圍內具有高線(xiàn)性度的應用。注意，只要Q因子變?yōu)樨撝?，結構便變得不穩定。使用下式確定Q因子：

其中k為Sallen-key拓撲的增益，如下所示：

對于圖9所示的值，截止頻率為102 Hz，k為1.215，Q為0.27，穩定性和平滑滾降均有保證。

我們比較了有緩沖器和無(wú)緩沖器的DAC轉換模塊的噪聲性能。請注意，用于該測量的信號鏈在輸入短路時(shí)具有12.3μV rms的噪聲和108.2 dB的動(dòng)態(tài)范圍。該均方根噪聲是在64 kHz帶寬下測得的。

表3顯示了輸出電壓如何隨DAC碼變化。DAC輸出以漸進(jìn)方式設置：從零到四分之一量程、半量程，最終達到四分之三量程。在最壞情況下，DAC轉換模塊的噪聲貢獻僅為1.3μV rms。

表3 ADC測得的DAC輸出的噪聲比較

抗混疊濾波器和FDA

抗混疊濾波器和FDA使用差分多反饋低通結構，并將單端信號轉換為差分信號?？够殳B濾波器的截止頻率設置為54 kHz，這比大多數壓電加速度計的帶寬要寬。該濾波器在2.3 MHz時(shí)提供?80 dB的阻帶抑制。

此級的增益設置為2.667，以便通過(guò)提升輸入幅度來(lái)更緊密地匹配ADC輸入的±VREF范圍，從而改善SNR。FDA也會(huì )放大寬帶噪聲，但由于抗混疊濾波器會(huì )限制寬帶噪聲，因此性能的降低小于信號增益帶來(lái)的改善。

模數轉換

AD7768-1是一款精密、單通道、24位Σ-Δ型ADC，選擇這款器件的原因是它具有出色的DC至204 kHz帶寬精度、低功耗、108.5 dB（典型值）動(dòng)態(tài)范圍和?120 dB THD。

使用式17計算ADC的輸出數據速率：

其中：

MCLK為主時(shí)鐘。

MCLKDIV為主時(shí)鐘分頻器系數。

FILTEROSR為所選數字濾波器的過(guò)采樣率(OSR)。

時(shí)鐘分頻器和濾波器OSR是寄存器設置，可以通過(guò)SPI總線(xiàn)進(jìn)行更改。有限脈沖響應(FIR)和SINC5濾波器的OSR是在A(yíng)D7768-1的寄存器映射中嚴格設置。用戶(hù)可以使用下式將特定值寫(xiě)入13位SINC3抽取率寄存器，從而將SINC3濾波器設置為自己偏好的OSR并更改輸出數據速率：

其中，ODR為所需的輸出數據速率，單位為Hz；213 為SINC3寄存器可接受的最大值。例如，對于4 Hz輸出數據速率、16.384 MHz MCLK及低功耗模式(MCLK/16)，SINC3寄存器值為7999。

此參考設計的默認設置針對32 kHz的ADC測量帶寬進(jìn)行了優(yōu)化，如下所示：

●   功耗模式：低功耗模式

●   MCLK分頻器：16

●   濾波器類(lèi)型：FIR

●   濾波器抽取率：32

●   輸入預充電緩沖器：使能

●   基準電壓緩沖器：使能預充電

●   VCM引腳輸出：(AVDD1 ? AVSS)/2

●   轉換長(cháng)度：24位

●   轉換模式：連續

●   校驗和：無(wú)校驗和

●   數據讀取模式：連續

●   狀態(tài)位：禁用

●   DRDY信號：使能

針對低功耗、高要求的應用，兩個(gè)緩沖器均可關(guān)閉。但是，緩沖器保持開(kāi)啟可改善整體THD和SNR。

表4 針對不同帶寬的建議ADC設置

表5 信號鏈噪聲測量

¹低紋波FIR濾波器帶寬 = 0.433×ODR。

信號鏈的實(shí)測性能

該信號鏈設計針對的是中等到更寬帶寬的振動(dòng)檢測，較高的諧波和高于1 kHz的頻率成分很重要。設計必須權衡系統帶寬、線(xiàn)性度和可實(shí)現的噪聲性能。選擇較高的輸入阻抗以保持信號精度（線(xiàn)性度），在此設計中它決定了最大噪聲性能極限。信號帶寬也被設置得較寬，以保持系統在較高頻率下的響應。使用帶寬較窄的設計可以實(shí)現更低噪聲解決方案，消除更多的寬帶噪聲。

CN-0540將模擬輸入帶寬設置為54 kHz，但實(shí)際信號帶寬由ADC配置決定。

噪聲

在幾種不同情況下對整個(gè)信號鏈的噪聲性能進(jìn)行了測量。

表5詳細列出了未連接任何傳感器時(shí)和添加1 kΩ負載電阻時(shí)信號鏈的典型噪聲性能。在信號鏈輸入端連接1 kΩ電阻的結果表明，恒定電流源會(huì )影響噪聲性能。電流噪聲轉換為電壓噪聲，乘以1 kΩ電阻，導致系統噪聲升高。

圖10顯示了輸入短路的系統的典型FFT圖。圖11顯示了輸入短路的直流耦合解決方案在整個(gè)溫度范圍內的動(dòng)態(tài)范圍。

圖10 輸入短路的直流耦合解決方案的FFT，DAC輸出為半量程

圖11 輸入短路的直流耦合解決方案在整個(gè)溫度范圍內的動(dòng)態(tài)范圍

傳感器噪聲貢獻

數據采集系統設計人員的常見(jiàn)目的是盡可能準確地捕獲傳感器輸出信號。這在實(shí)踐中意味著(zhù)，系統性能應該由傳感器特性設置。傳感器的噪聲性能常常是整體測量系統的關(guān)鍵限制因素之一，了解這一點(diǎn)有助于確定設計的性能要求。

此設計的目標是支持傳感器以在大于1 kHz的帶寬提供振動(dòng)數據，這些傳感器用于狀態(tài)監控應用的數據采集系統，以對旋轉式或往復式工廠(chǎng)設備進(jìn)行預測性維護。

表6詳細列出了少量振動(dòng)傳感器的性能水平和帶寬。傳感器選擇的主要考慮因素通常是帶寬、范圍、噪聲頻譜密度(NSD)和功耗。

ADXL1002和ADXL1004傳感器是低功耗器件，適用于功耗和帶寬至關(guān)重要的各種振動(dòng)應用。這些加速度計適合于連續監控應用，例如物聯(lián)網(wǎng)(IoT)機器監控。

如需最高靈敏度和帶寬（較高頻率下的低噪聲和靈敏度至關(guān)重要），壓電傳感器仍然是最適合使用的傳感器。由于A(yíng)D7768-1具有寬帶寬和低噪聲特性，因此該信號鏈可在超過(guò)10 kHz的較寬帶寬范圍內匹配典型傳感器的性能水平。

對于CN-0540，系統帶寬設置為54 kHz，信號鏈噪聲性能針對的是可以在該帶寬上實(shí)現>100 dB動(dòng)態(tài)范圍的傳感器。例如，Piezotronics PCB 621B40型加速度計在30 kHz時(shí)可實(shí)現近105 dB的動(dòng)態(tài)范圍。

通過(guò)調整各級的電阻值和增益，并且利用AD7768-1的較高過(guò)采樣模式，該電路可適用于動(dòng)態(tài)范圍更高、帶寬更窄的傳感器。完整的分析超出了本文的范圍，但AD7768-1數據手冊中提供了有關(guān)使用過(guò)采樣時(shí)權衡動(dòng)態(tài)范圍和帶寬的更多信息。

表6 傳感器及相應的噪聲密度測量結果

線(xiàn)性度

傳感器測量系統的線(xiàn)性度對于確保測量結果不會(huì )因傳感器輸出變化而變化至關(guān)重要。測量系統的精度不應隨輸出偏置電壓或傳感器信號幅度變化而變化。理想情況下，當測量系統的溫度發(fā)生變化時(shí)，精度也應保持不變。

CN-0540被設計為盡可能線(xiàn)性，并在整個(gè)溫度范圍內保持該線(xiàn)性度，因此對測量信號鏈的校準需求不多。系統對直流輸入電壓變化的非線(xiàn)性被報告為INL誤差。系統對正弦波輸入的非線(xiàn)性被報告為T(mén)HD誤差。

圖12和圖13中的數據表明：在寬輸入電壓范圍內，直流線(xiàn)性度(INL)在±10 ppm以?xún)?；在寬溫度范圍內，INL和THD均相對平坦。

圖12 不同溫度下INL與輸入電壓的關(guān)系

圖13 THD與溫度的關(guān)系

交流與直流耦合解決方案

CN-0540針對的是直流耦合應用場(chǎng)景，其中必須保留信號的直流分量，或者必須將系統的響應保持到低于1 Hz或更低的頻率。因此，該系統設計用于處理IEPE傳感器的大直流偏置。

但是，某些系統可能不需要低至DC的響應，在這些情況下，交流耦合輸入通道是可接受的。

兩種解決方案的主要區別在于信號鏈的復雜性以及直流和低頻時(shí)的精度。交流耦合解決方案的復雜度較低，但在低頻時(shí)精度不高。

用戶(hù)可以插入一個(gè)耦合電容與輸入電阻串聯(lián)，使該設計適應交流耦合設計。如需更多信息，請參閱設計支持包中的原理圖文件。

插入耦合電容的效果是將輸入響應變?yōu)楦咄憫?，在這種情況下，通常選擇遠小于10 Hz的極點(diǎn)頻率。此濾波器不僅阻隔直流偏置電流，而且會(huì )消除一些1/f噪聲。交流耦合系統的動(dòng)態(tài)范圍似乎高于直流耦合版本，但這僅僅是由于消除了低頻噪聲。這樣做的代價(jià)是對低頻振動(dòng)測量數據的靈敏度降低。

由于DAC輸出以及信號鏈輸入端缺少高通濾波器，直流耦合解決方案的噪聲預期也會(huì )更高。圖14顯示了CN-0540交流耦合時(shí)的響應，其高通截止頻率為1 Hz。測量條件如下：信號鏈的輸入短路，使能恒流源，ADC處于低功耗模式，MCLK/16，FIR濾波器抽取率為32，直流耦合測量。

圖14 輸入短路的交流耦合解決方案的FFT

如果實(shí)施交流耦合解決方案，則必須選擇正確的電容類(lèi)型以獲得最佳性能。一般而言，陶瓷電容會(huì )因為壓電效應而產(chǎn)生噪聲，因為電壓系數（相對介電常數隨施加的電壓而變化）和電介質(zhì)吸收而產(chǎn)生非線(xiàn)性。鉭電容可提供合理的性能，并且可制造出寬范圍的電容值，最高可達數百μF。在交流耦合情況下，鉭電容可以實(shí)現的THD性能水平與直流耦合系統相似，但頻率須高于10 Hz。為了準確表示更低頻振動(dòng)，最好選擇直流耦合版本。

系統電源

CN-0540帶有一個(gè)最優(yōu)電源解決方案，支持通過(guò)3.3 V單電源軌為整個(gè)信號鏈供電。

電源解決方案

圖15顯示了CN-0540電源部分的簡(jiǎn)化框圖。為了與具有Arduino樣式連接的微控制器和其他開(kāi)發(fā)板兼容，該板的電源解決方案設計為采用3.3 V單電源（通常由Arduino兼容板提供）供電。

為了確保系統的穩定性，微控制器板應能通過(guò)3.3 V電源向振動(dòng)監控板供應至少250 mA的電流。這不算微控制器板本身從該電源獲取的電源電流。

雖然CN-0540評估板在穩態(tài)工作時(shí)不需要250 mA電流，但在初始上電階段，可能有高達200 mA或更高的浪涌電流并持續最長(cháng)30 ms。如果微控制器板無(wú)法承受此電流，可能導致微控制器板上發(fā)生復位。如果發(fā)生意外復位，請檢查微控制器板的電流輸出規格。

圖15 電源部分框圖

電源解決方案包括三個(gè)電壓域：3.3 V域、5 V域和26 V域。它還包括用于IEPE傳感器的2.5 mA電流源。

Arduino兼容板提供CN-0540直接使用的IOREF電源，因此不需要電源解決方案。IOREF為AD7768-1 (IOVDD)提供數字接口電源，并為16.384 MHz主時(shí)鐘源供電。

CN-0540與低至1.8 V的IOREF電壓兼容，因此CN-0540板可連接至邏輯電平較低的微控制器板。

所提供的電源解決方案電路的目的是讓CN-0540板可以從單個(gè)低壓電源（通常由微控制器板提供）供電，并從該電源生成其他所需的電壓軌。在CN-0540上，原始3.3 V輸入供電軌直接用于為AD7768-1提供數字接口邏輯電源（AVDD2電源），而且還為DC-DC級提供電源，從而將電壓提升至5 V和26 V。

第一個(gè)DC-DC級將3.3 V升壓至7 V，然后通過(guò)LTC3459和ADP7118器件組合調節至5 V，以提供AD7768-1、LTC2606和ADR4540基準電壓源以及相關(guān)放大器級所需的干凈供電軌。

第二個(gè)DC-DC級將3.3 V升壓至28 V，然后通過(guò)LT3494和LT3008器件組合調節至26 V。這個(gè)干凈的26 V電源軌用于為L(cháng)T3092電流源供電，從而為IEPE傳感器提供2.5 mA電流和高達26 V的電壓。