帶隙基準源電路的基本原理及仿真分析

模擬電路中廣泛地包含電壓基準(reference voltage)和電流基準(current reference)。在數/模轉換器、模/數轉換器等電路中，基準電壓的精度直接決定著(zhù)這些電路的性能。這種基準應該與電源和工藝參數的關(guān)系很小，但是與溫度的關(guān)系是確定的。在大多數應用中，所要求的溫度關(guān)系通常分為與絕對溫度成正比(PTAT)和與溫度無(wú)關(guān)2種。

近年來(lái)有研究指出，當漏電流保持不變時(shí)，工作在弱反型區晶體管的柵源電壓隨著(zhù)溫度升高而在一定范圍內近似線(xiàn)性降低?；谠撎匦?，帶隙基準源所采用的基極-發(fā)射極結可以被工作在弱反型區的晶體管代替產(chǎn)生低溫度系數的基準源。文獻中提到采用該設計原理的基準源，利用0.13μm工藝的低閾值電壓NMOS管和襯底調整的PMOS管實(shí)現其中的放大器。本文所采用的基準源電路利用傳統帶隙基準源的核心電路原理，通過(guò)飽和狀態(tài)MOS等效電阻對PTAT電流動(dòng)態(tài)反饋補償，基本實(shí)現了基準源的穩定要求。

1 帶隙基準源的基本原理

帶隙基準源可以在0～70℃的溫度范圍內有lO ppm/℃的溫度系數。由室溫下溫度系數為-2.2 mV/℃的PN結二極管產(chǎn)生電壓為VBE。同時(shí)也產(chǎn)生一個(gè)熱電壓VT(VT=kT/q)，其與絕對溫度(PTAT)成正比，室溫下的溫度系數為0.085 mV/℃，則輸出電壓為：

將式(1)對溫度求導，用VBE和VT的溫度系數求出理論上不依賴(lài)于溫度的K值。為了達到所希望的性能，更詳細地分析VBE與溫度的關(guān)系是必須的。帶隙基準就是將負溫度系數的電壓與正溫度系數的電壓加權相加來(lái)抵消溫度對輸出電壓的影響。

1.1 負溫度系數電壓的產(chǎn)生

雙極晶體管的基極-發(fā)射極電壓具有負溫度系數，或者說(shuō)PN結二極管的正向電壓具有負溫度系數。從文獻可得到與溫度的關(guān)系式：

式中：η為與三極管結構有關(guān)的量，其值大約為4;α為與流過(guò)三極管的電流有關(guān)的一個(gè)量，當PTAT電流流過(guò)三極管時(shí)α為1，當與溫度不相關(guān)的電流流過(guò)三極管時(shí)為O;T0為參考溫度;VBG為硅的帶隙電壓。由式(1)可以看出VBE是一個(gè)具有負溫度系數的電壓。

1.2 正溫度系數電壓的產(chǎn)生

兩個(gè)三極管工作在不同的電流密度下，它們的基極-發(fā)射極電壓的差值與絕對溫度成正比。如果兩個(gè)同樣的三極管(IS1=IS2)，偏置的集電極電流分別為nI0和I0，并忽略他們的基極電流，那么：

式中：△VBE表現出正溫度系數，而且此溫度系數是與溫度無(wú)關(guān)的常量。

1.3 一階溫度補償帶隙基準源

將正、負溫度系數的電壓加權相加，就可以得到一個(gè)近似與溫度無(wú)關(guān)的基準電壓。常見(jiàn)的一階可調基準源電路如圖1所示。

式中：N為Q2與Q1的發(fā)射結面積之比，式(4)中第一項具有負的溫度系數，第二項具有正、負溫度系數，合理設計R0與R1的比值和N的值，就可以得到在某一溫度下的零溫度系數的一階基準電壓。式(5)中方括號內是約為1.25 V的一階溫度無(wú)關(guān)基準電壓，通過(guò)調節R2/R0的比值，可以得到不同大小的基準電壓。

2 電路結構及原理分析

圖2為本文設計的基準源整體電路圖，包含帶隙核心電路、反饋補償電路和啟動(dòng)電路。其中虛框a為帶隙核心電路，虛框b為偏置及反饋補償電路，虛框c為基準源啟動(dòng)電路。

2.1 帶隙核心電路

圖2中，由Mp1～Mp3，MN1，MN2，R1，R2和Q1，Q2組成的電路構成帶隙核心電路。輸入晶體管的偏置電流由PMOS電流源提供，可通過(guò)減小其電流，而不是減小其寬長(cháng)比來(lái)降低負載器件的gm，從而增加其差動(dòng)放大增益。其中Mp1，Mp2，MN1，MN2均工作在飽和狀態(tài)，Mp1，Mp2復制了Iout，從而確定了IREF。從本質(zhì)上講，IREF被“自舉”到Iout。選擇一定的MOS管尺寸，如果忽略襯底溝長(cháng)長(cháng)度調制效應，則有Iout=KIREF，因為每個(gè)二極管連接的器件都是由一個(gè)電流源驅動(dòng)的，故IREF和Iout與VDD無(wú)關(guān)，左右兩支路永遠維持這兩個(gè)電流值。雙極晶體管Q1和Q2工作在不同的電流密度下，它們的基極與發(fā)射極間的電壓差與絕對溫度成正比。將與電源無(wú)關(guān)的偏置電路與雙極晶體管結合，得到帶隙核心電路。

假設Mp1，Mp2和MN1，MN2均為相同的對管，將PTAT電流Ip3加到基極-發(fā)射極電壓上，因此輸出電流為：

PTAT基準電流IMp3PTAT(與絕對溫度成正比)通過(guò)R3產(chǎn)生輸出基準電壓。

2.2 自偏置電路及反饋補償電路

為了提高電源電壓抑制，該設計對核心電路和運放的電源電壓進(jìn)行了調節，由MOS管的電流電壓特性可知，當VDS≥VG-VTH時(shí)器件工作在飽和區，有：

對其求導得：

式中：VGS為柵源電壓;VTH為閾值電壓。

因為柵漏短接，故MN3，MN5一定處于飽和狀態(tài)，它們均可作為一個(gè)阻值由過(guò)驅動(dòng)電壓控制的等效電阻，定義MN3和MN5的等效電阻分別為RN3和RN5，則可將MN3與R3視為并聯(lián)電阻Rx，如果Vout增大，則RN3減小，并聯(lián)電阻Rx減小，從而使PTAT基準電流通過(guò)MN3分流一部分;同樣原理適用于MN5和MN6，達到抑制補償輸出電壓，使基準源輸出電壓穩定。其中Mp4和Mp5為MN3提供偏置電流，但使用這種“自偏置電路”會(huì )帶來(lái)電路的啟動(dòng)問(wèn)題。

2.3 啟動(dòng)電路

在基準源電路中需要啟動(dòng)電路使得系統上電時(shí)電路能夠進(jìn)入正常的工作狀態(tài)，而自偏置放大器電路往往也存在啟動(dòng)問(wèn)題。當電路處于非工作狀況時(shí)，放大器的輸入端電壓初始值為零，而輸出電壓由于寄生電容的存在可能位于一個(gè)比較高的電勢，當電源接通后不但放大器的偏置電路為截止狀態(tài)，而且基準源的核心電路也無(wú)法正常啟動(dòng)。本文設計的啟動(dòng)電路則可以同時(shí)滿(mǎn)足放大器和核心電路的啟動(dòng)要求，它由Mp6～Mp8，MN7，MN8，R4，R5構成。

當電源接通后，啟動(dòng)電路提供了放大器輸出端到地的通路，從而拉低了核心電路中Mp1～Mp3的柵極電勢，放大器的偏置電路開(kāi)始工作，同時(shí)基準源的Mp1和Mp2支路中流過(guò)的電流也隨之增大，使得放大器的輸入端電勢上升，這樣放大器進(jìn)入高增益工作區，帶動(dòng)基準源電路開(kāi)始正常工作。

電路剛啟動(dòng)時(shí)，使Mp7和Mp8飽和，保證MN8柵極有足夠高的開(kāi)啟電壓，當MN8導通時(shí)，一個(gè)小的導通電流流過(guò)運放，啟動(dòng)帶隙電路。電路開(kāi)啟后，虛框b部分電流鏡像電路將輸出電流進(jìn)行鏡像，給啟動(dòng)電路提供偏置，偏置電流使Mp6導通，從而MN7的柵極電壓升高，MN7導通，由于MN8的電阻很大，導致MN7漏極電壓很低，從而關(guān)斷MN8，使啟動(dòng)電路(虛框c)兩端電壓降低而停止工作。

3 仿真結果與分析

圖3說(shuō)明了該基準源對電壓的抑制效果。根據仿真數據，在所取5～10 V的輸出電壓范圍經(jīng)計算基準電壓電源抑制比為82 dB。圖4為Cade-nce下的溫度仿真曲線(xiàn)，根據所要求取的溫度范圍在-25～+120℃，計算得溫度系數為：TCF=7.427 ppm/℃。圖5為整體電路的版圖設計，面積近似為0.022 mm2。

4 結語(yǔ)

本文通過(guò)對傳統帶隙基準源的基本原理分析，設計的基準電路工作電壓為5～10 V，通過(guò)飽和狀態(tài)MOS等效電阻對PTAT電流反饋補償，得到了82 dB的電源電壓抑制比和低于7.427 ppm/℃的溫度系數，版圖面積0.022 mm2。該電路產(chǎn)生的基準源電壓基本滿(mǎn)足普通應用要求。