基于STM32F334雙向同步整流BUCK-BOOST數字電源設計

作者 牟健 何波賢 梅杰 丁少娜 91206部隊(山東 青島 266108)

　　牟健(1988-)，男，碩士，助理講師，研究方向：無(wú)線(xiàn)通信。

摘要：本設計中采用同步BUCK電路和同步BOOST電路級聯(lián)而成的同步整流BUCK-BOOST電路拓撲，基于STM32F334高性能32位ARM Cortex-M4 MCU構建能量實(shí)現的雙向流動(dòng)，并能在同一方向實(shí)現升降壓功能的數字電源。

0 引言

　　隨著(zhù)不可再生資源的日益減少，人們對新型清潔能源的需求增加，促進(jìn)了諸如太陽(yáng)能發(fā)電、風(fēng)力發(fā)電、微電網(wǎng)行業(yè)的發(fā)展，在這些行業(yè)產(chǎn)品中需要能量的存儲釋放以及能量的雙向流動(dòng)，比如太陽(yáng)能、風(fēng)力發(fā)出的電需要升壓逆變之后才能接入電網(wǎng)，而對于電池或者超級電容的充放電需要系統能夠具備升壓和降壓的功能，為了確保電能轉換的安全性以及穩定性，因此急需設計一款變換器，不僅能實(shí)現能量的雙向流動(dòng)，還能在同一方向實(shí)現升降壓功能。

　　實(shí)現能量雙向流動(dòng)功能整流驅動(dòng)電路拓撲有很多種，雙向DC-DC變換器一般可以通過(guò)用MOS管代替經(jīng)典拓撲電路中整流二極管得到新的拓撲，例如雙向Cuk電路、Sepic電路、Zeta電路等，其中雙向Cuk電路需要多個(gè)電感，輸出負電壓，輸出的電流較小;而Sepic電路有非常復雜的控制環(huán)路特性，且效率低;Zeta電路是雙Sepic電路，要求更高的輸入電壓紋波、大容量的飛跨電容。本系統設計采用同步BUCK電路和同步BOOST電路級聯(lián)而成的同步整流BUCK-BOOST電路拓撲，并采用STM32F334高性能32位ARM Cortex-M4 MCU構建數字電源，其不僅嵌入浮點(diǎn)單元(FPU),集成高分辨率的定時(shí)器(達217 ps)和兩個(gè)超高速5 Msps(0.2 μs)12位模數轉換器(ADC)，對電路的輸出電壓電流同步測量，還構建實(shí)時(shí)的雙閉環(huán)PID控制，實(shí)時(shí)跟蹤輸出電壓，減少系統的穩定誤差。

1 雙向同步整流BUCK-BOOST變換器原理

　　雙向同步整流BUCK-BOOST電路拓撲是由同步BUCK電路和同步BOOST電路級聯(lián)而成，雙向同步整流BUCK-BOOST電路在同一方向上實(shí)現了升降壓功能。它的原理由經(jīng)典BUCK電路和經(jīng)典BOOST電路演化而來(lái)，在經(jīng)典的BUCK電路、BOOST電路中由于整流二極管存在較大壓降，在整流二極管上存在較大損耗;而雙向同步整流BUCK-BOOST電路中利用MOS管代替電路中的整流二極管，由于MOS管開(kāi)通時(shí)MOS管上的壓降相對較低，能夠顯著(zhù)提高電源的效率如圖1所示。

　　雙向同步整流BUCK-BOOST電路由同步BUCK電路和同步BOOST電路級聯(lián)而成，根據BUCK電路電壓增益公式：

　　其中D_BU定義為BUCK電路的占空比，對應圖1中MOS管Q1的占空比，D_BO定義為BOOST電路的占空比，對應本設計中MOS管Q4的占空比。其中Q1和Q2是一對互補導通MOS管，Q3和Q4是一對互導通MOS管。雙向同步整流BUCK-BOOST電路根據輸入輸出的電壓關(guān)系將電路工作狀態(tài)分為降壓區、升壓區和降壓-升壓區;當輸出電壓顯著(zhù)小于輸入電壓時(shí)，電路工作在降壓區，此時(shí)Q1和Q2互補導通，Q4常關(guān)Q3常通，電路等效于同步BUCK電路;實(shí)際應用中由于MOS管驅動(dòng)采用自舉升壓的方式，Q4不能始終截止，否則當Q3的自舉電容能量損耗完時(shí)，Q3將截止;為驅動(dòng)Q3，Q4必須導通一小段時(shí)間為Q3的自舉電容充電以驅動(dòng)Q3。因此在實(shí)際控制中可將Q4的占空比固定設為0.5(即D_BO可根據實(shí)際情況調整)，而Q1的占空比DBU可在0-0.95之間變化，如此電路將一直工作在降壓區。當輸出電壓顯著(zhù)大于輸入電壓時(shí)，電路工作在升壓區，等效于同步BOOST電路，和電路工作在降壓區的情況類(lèi)似，Q2不能始終截止，需要導通一小段時(shí)間為Q1的自舉電容充電，因此在實(shí)際控制中可將Q1的占空比DBU固定設置為0.95(可根據實(shí)際情況調整)，而Q4的占空比可在0-0.95之間變化，如此電路將一直工作在升壓區。當輸出電壓和輸入電壓接近時(shí)，電路工作在降壓-升壓區，即在一個(gè)周期內一段時(shí)間按降壓方式工作，一段時(shí)間按升壓方式工作。雙向同步整流BUCK-BOOST電路MOS管開(kāi)關(guān)狀態(tài)主要有如圖2所示三種狀態(tài)。

　　當MOS管在A(yíng)、B狀態(tài)之間切換時(shí)，電路工作在降壓模式;當MOS管在B、C狀態(tài)之間切換時(shí)，電路工作在升壓模式;當MOS管按照狀態(tài)A-B-C-B-A的順序卻換時(shí)，電路工作在降壓-升壓模式。如圖8所示為電路工作在降壓-升壓模式時(shí)的驅動(dòng)波形和電感電流波形。

　　在t₀-t₁階段電路處于狀態(tài)B，此時(shí)Q1、Q3導通，Q2、Q4截止;

　　當U_i>U₀ 時(shí)，電感電流增大;

　　當U_i<u₀ 時(shí)，電感電流減小。

　　在t₁-t₂階段電路處于狀態(tài)C，此時(shí)Q1、Q4導通，Q2、Q3截止，電感電流增大。在t₂-t₃階段電路處于狀態(tài)B，在t₃-t₄階段電路處于狀態(tài)A，此時(shí)Q2、Q3導通，Q1、Q4截止，電感電流減小。由BUCK-BOOST電壓增益公式可知，不論電路是工作在降壓模式、升壓模式還是降壓-升壓模式，本質(zhì)上是控制降壓占空比D_BU和升壓占空比D_BO。

2 系統方案

　　系統方案結構框圖如圖4所示，同步整流BUCK-BOOST數字電源由BUCK-BOOST主電路、輔助電源、驅動(dòng)電路、信號調理電路、STM32F334主控電路以及OLED驅動(dòng)電路構成。其中STM32F334作為主控芯片，利用F334的HRPWM模塊產(chǎn)生所需PWM，通過(guò)UCC27211驅動(dòng)器驅動(dòng)MOS管;通過(guò)信號調理電路和ADC模塊采集輸入電壓、輸出電壓、輸出電流等信號，并利用采集的信號進(jìn)行運算控制，以達到恒壓恒流輸出的目的。輔助電源采用XL7005A、AMS1117-3.0分別變換產(chǎn)生12 V、3.3 V兩路電源，并為MOS驅動(dòng)電路、信號調理電路、OLED驅動(dòng)電路、主控芯片供電;OLED顯示系統的工作狀態(tài)、輸出電壓、輸出電流等信息。

　　2.1 BUCK-BOOST主電路設計

　　如圖2所示為BUCK-BOOST主電路圖， BUCK模式需要電感大?。?/p>

　　由于貼片陶瓷電容的ESR較小，單個(gè)貼片陶瓷電容ESR大概10 m ,采樣多個(gè)貼片陶瓷電容并聯(lián)ESR就變小了，可以忽落不計，只計算電容充電引起的電容紋波。

　　所需電容容值：

(7)

　　輸入輸出電容要大于5.2μF;本設計中采用8顆2.2 μF的陶瓷電容并聯(lián)總容量17.6μF。MOS管采用英飛凌型號為BSC060N10NS3G，耐壓達100 V，最大可持續通過(guò)90 A電流，最小導通電阻6 m ;而本設計中最高電壓為48 V遠低于MOS管耐壓;最大峰值電流為10 A遠低于MOS管最大持續電流。

　　2.2 驅動(dòng)電路設計

　　如圖5所示，MOS管驅動(dòng)器采用TI具有獨立的高側和低側驅動(dòng)的半橋驅動(dòng)芯片UCC27211，該芯片內部集成自舉二極管，外部需要連接自舉電容，采用自舉升壓的方式驅動(dòng)高側MOS管;自舉電容選取0.47 μF,芯片驅動(dòng)電流峰值高達4 A，最大引導電壓直流120 V;在PWM信號輸入引腳加10 kΩ的下拉電阻，防止PWM信號輸入開(kāi)路或高阻時(shí)MOS誤動(dòng)作;MOS管驅動(dòng)電阻采用2 Ω，芯片內部不帶有死區功能，為防止上下橋臂通時(shí)導通，需要在軟件上實(shí)現死區功能。

　　2.3 輔助電源設計

　　如圖6所示，輔助電源通過(guò)二極管隔離從BUCK-BOOST電路的輸入端和輸出端取電，經(jīng)過(guò)XL7005A變換產(chǎn)生直流12 V，在通過(guò)AMS1117-3.3變換產(chǎn)生3.3 V、A3.3 V兩路電源;直流12 V為驅動(dòng)芯片供電以驅動(dòng)MOS工作;直流3.3 V、A3.3 V為STM32F334和運放供電。

　　2.4 信號調理電路設計

　?、佥斎胼敵鲭妷簷z測

　　輸入輸出電壓通過(guò)運放TLV2374采用差分電路將輸出電壓按比例縮小至ADC能夠采樣的范圍，再使用ADC采樣，軟件解算出輸出電壓。輸入電壓采樣是通過(guò)F334內部運放按比例縮小再送到ADC進(jìn)行采樣的，具體電路如圖7所示。輸出電壓檢測電路如圖8所示。

　?、谳敵鲭娏鳈z測

　　輸出電流檢測電路通過(guò)運放TLV2374采樣差分放大電路實(shí)現;采樣電阻放在低端，若采樣電阻放在高端，會(huì )有較大的共模電壓使采樣電流不準確，采樣電阻為10 m ，由于采樣電阻較小，采樣電阻上的壓降較小，不利于直接采樣，需要放大后再采樣;由于本設計中電流雙向流動(dòng)有正有負，MCU不能采樣負電壓，所以需要一個(gè)基準電壓將放大后的負電壓抬升至正電壓供MCU采樣;基準電壓用3.3 V通過(guò)1:1電阻分壓產(chǎn)生1.65 V，經(jīng)TLV2374組成的電壓跟隨器輸出1.65 V供電路使用，如圖9所示，輸出電流檢測電路如圖8所示。

　　2.5 F334主控電路設計

　　基于STM32F334引腳名稱(chēng)及其屬性如表1所示。

3 系統軟件設計

　　本設計中采用電壓控制模式，即通過(guò)采樣輸出電壓與期望輸出電壓比較產(chǎn)生誤差信號，將誤差輸入PID算法計算出所需占空比，通過(guò)改變占空比來(lái)達到穩壓輸出的目的。圖10是軟件流程圖，在定時(shí)器3 的中斷程序里進(jìn)行PID運算和更新占空比，PID算法分為增量式和位置式。

4 結論

　　通過(guò)系統測試，輸入電壓范圍：12～64 V，而輸出電壓范圍：5～60 V，其中輸出的電壓穩定度為5%，輸出紋波：50 mV RMS，輸出額定電流5 A，最大輸出電流6.5 A，功率達240 W，并且具備輸入欠壓、過(guò)壓保護、輸出過(guò)壓、過(guò)流保護等保護功能，經(jīng)過(guò)測試該設計滿(mǎn)足車(chē)載電源、太陽(yáng)能轉換器、電池充放電系統DC/DC轉換的要求。

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　　本文來(lái)源于《電子產(chǎn)品世界》2018年第9期第52頁(yè)，歡迎您寫(xiě)論文時(shí)引用，并注明出處。