AP法設計開(kāi)關(guān)變壓器

AP法(即面積乘積法)被推薦為選擇磁心的一種有效方法，AP法原本是針對傳統的工頻正弦波鐵心變壓器而提出的，本文利用AP法設計開(kāi)關(guān)變壓器。

推挽逆變的問(wèn)題分析

能量回饋，主電路導通期間，原邊電流隨時(shí)間而增加，導通時(shí)間由驅動(dòng)電路決定。

圖1 推挽逆變能量回饋等效電路

圖1(a)為S1導通、S2關(guān)斷時(shí)的等效電路，圖中箭頭為電流流向，從電源UI正極流出，經(jīng)過(guò)S1流入電源UI負極，即地，此時(shí)FWD1不導通;當S1 關(guān)斷時(shí)，S2未導通之前，由于原邊能量的儲存和漏電感的原因，S1的端電壓將升高，并通過(guò)變壓器耦合使得S2的端電壓下降，此時(shí)與S2并聯(lián)的能量恢復二極管 FWD2還未導通，電路中并沒(méi)有電流流過(guò)，直到在變壓器原邊繞組上產(chǎn)生上正下負的感生電壓。如圖1(b);FWD2導通，把反激能量反饋到電源中去，如圖 1(c)，箭頭指向為能量回饋的方向。

各點(diǎn)波形分析

當某一PWN信號的下降沿來(lái)臨時(shí)，其控制的開(kāi)關(guān)元件關(guān)斷，由于原邊能量的儲存和漏電感的原因，漏極產(chǎn)生沖擊電壓，大于2UI，因為加入了RC緩沖電路，使其最終穩定在2UI附近。

圖2

當S1的PWN 信號下降沿來(lái)臨，S1關(guān)斷，漏極產(chǎn)生較高的沖擊電壓，并使得與S2并聯(lián)的反饋能量二極管FWD2導通，形成能量回饋回路，此時(shí)S2漏極產(chǎn)生較高的沖擊電流，見(jiàn)圖2。

圖3 推挽DC-DC變換器主電路

原理設計

圖3為簡(jiǎn)化后的主電路。輸入24V 直流電壓，經(jīng)過(guò)大電容濾波后，接到推挽變壓器原邊的中間抽頭。變壓器原邊另外兩個(gè)抽頭分別接兩個(gè)全控型開(kāi)關(guān)器件IGBT，并在此之間加入RC吸收電路，構成推挽逆變電路。推挽變壓器輸出端經(jīng)全橋整流，大電容濾波得到220V直流電壓。并通過(guò)分壓支路得到反饋電壓信號UOUT。

以CA3524芯片為核心，構成控制電路。通過(guò)調節6、7管腳間的電阻和電容值來(lái)調節全控型開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)頻率。12、13 管腳輸出PWM脈沖信號，并通過(guò)驅動(dòng)電路，分別交替控制兩個(gè)全控型開(kāi)關(guān)器件。電壓反饋信號輸入芯片的1管腳，通過(guò)調節電位器P2給2管腳輸入電壓反饋信號的參考電壓，并與9管腳COM端連同CA3524內部運放一起構成PI調節器，調節PWM脈沖占空比，以達到穩定輸出電壓220V的目的。

實(shí)驗結果表面，輸出電壓穩定在220V，紋波電壓較小。最大輸出功率能達到近600W，系統效率基本穩定在80%，達到預期效果。其中，由于IGBT效率損耗較大導致系統效率偏低，考慮如果采用損耗較小的MOSFET，系統效率會(huì )至少上升10%~15%.