單相PWM變換器傳導EMI的分析與抑制

1.差模干擾

高頻差模電流一般是由輸出的線(xiàn)線(xiàn)電壓突變引起的，這些差模電流流過(guò)變換器的輸出端。一部分經(jīng)過(guò)DC端電容，一部分將被直流電源吸引。同時(shí)差模干擾電流也是一個(gè)輻射EMI源。其傳播途徑能通過(guò)安裝在變換器dc橋附近的差模濾波器來(lái)變化。

變換器輸出端電流idc由開(kāi)關(guān)狀態(tài)來(lái)決定。假定當支路為感性時(shí)，支路電流方向為正方向，電流大小為i1，則差模電流能通過(guò)表1描述的三種狀態(tài)來(lái)決定。其它狀態(tài)的高頻電流與這三種狀態(tài)是一樣的。

表1變換器DC端輸出電流

另外，因為主電路的寄生參數影響將產(chǎn)生高頻諧振，同時(shí)增大差模電流。而且，PWM開(kāi)關(guān)產(chǎn)生的高諧波雖然大部分通過(guò)輸出濾波器濾出，但仍有部分存在，因此，差模電流也將在輸出端形成。

2.共模干擾

共模干擾是因為輸入端與接地系統之間電流形成的。在PWM變換器系統中，因為存在快速的開(kāi)關(guān)轉換輸出電壓和輸出端各種與地的旁路電容，共模干擾是主要的干擾。IGBT集電極與金屬底座寄生電容Cp，它是由圖1中的與地之間的虛線(xiàn)引起的。這些電容將導致高頻漏電流流入連接散熱片的金屬底座。這些散熱片因為安全原因一般都良好接地的。IGBT一般是通過(guò)薄的絕緣材料安放在金屬底座上。為了減小溫度電阻，絕緣層通常是盡可能的薄，并且集電極與金屬底座的旁路電容要偏大一些。

在單相變換器中，共模電壓V1和V2是潛在橋臂中點(diǎn)與直流端點(diǎn)之間。寄生電容為

在開(kāi)關(guān)動(dòng)作時(shí)，共模電壓對等效寄生電容進(jìn)行充放電，因而，dv/dt和共模電流會(huì )很大，共模電流的路徑由圖1的虛線(xiàn)表示。由圖可以清楚的看到，共模電流回路面積相比差模電流回路面積要大一些。因此對于輻射EMI相當于一個(gè)好的天線(xiàn)。

3.電壓尖峰

在PWM變換器中，直流電壓與電源開(kāi)關(guān)通過(guò)母線(xiàn)和需要的輸出電壓延長(cháng)線(xiàn)連接。簡(jiǎn)單的電路如圖4所示。例如，圖4(a)表示負載電壓Vload=Vdc的情況。當開(kāi)關(guān)狀態(tài)變化時(shí)如負載電壓為0時(shí)，負載電流僅通過(guò)圖4(c)所示的回路2。當T1關(guān)斷時(shí)，D2完全導通(負載電流因為感性負載而不發(fā)生變化)。因為D2處于導通狀態(tài)，因此在轉換時(shí)間內，回路1將滿(mǎn)足以下表達式

L表示回路1的旁路電感，包括引線(xiàn)電感和IGBT內部電感，VT1表示開(kāi)關(guān)T1 的電壓。圖4不同時(shí)間的電流回路 (a) IT1=Iload，(b) 轉換時(shí)間，(c) IT1=0，(d) 通過(guò)T1的電流因而，由上式可知，當T1關(guān)斷時(shí)，回路1的旁路電感將導致較大電壓通過(guò)T1。共模電壓的電壓尖峰將因開(kāi)關(guān)關(guān)斷而產(chǎn)生，即dv/dt將增大，因而共模電流也將增大。

三、傳導EMI的抑制

對于普通的PWM變換器，通常采用通用電源濾波器。低頻部分(從15KHz到1MHz)包括DM和CM。DM和CM部分均可以通過(guò)DM和CM濾波器濾出。高頻部分(1MHz以上)是共模干擾，要抑制就很困難。包括共模濾波器在內很多方法被使用來(lái)削除共模干擾。圖5所示是濾波器的結構，包括輸入端的DM和CM濾波器。

圖5共模和差模干擾濾波器結構

1.DM濾波器的設計

CM濾波器的電感對DM電流一說(shuō)近似于短路，而且，CM濾波器的漏感對DM的EMI抑制有很大的作用。輸入DM濾波器通常用于削弱變換器橋臂直流紋波電流。因為變換器橋臂是諧波源。直流輸出電流必須抑制以符合EMC標準。變換橋輸出電流包括直流部分和基頻與開(kāi)關(guān)頻率的諧波部分。直流部分通過(guò)差模濾波器不能得到抑制，而諧波部分將得到大大的抑制。圖6所示為諧波電流的等效電路。L和C是差模濾波器的等效電感和電容。R是電感L的等效串聯(lián)電阻(ESR)。Vdc為直流電壓，對諧波電流來(lái)說(shuō)是短路的。Ik為變換橋的等效諧波電流源。I1為通過(guò)差模濾波器的DM電流。從等效電路可得如下表達式

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