怎樣設計一款隔離型、高頻、推挽式 DC/DC 轉換器

具固定 50% 占空比的簡(jiǎn)單推挽式 DC/DC 轉換器常常在通信系統、醫療儀器和分布式電源中用作低噪聲變壓器驅動(dòng)器。這種簡(jiǎn)單的解決方案不提供電壓調節，需要一個(gè)低壓差 (LDO) 后置穩壓器，這種組合可能產(chǎn)生嚴重問(wèn)題。首先，在固定 50% 占空比條件下，驅動(dòng)器輸入電壓有任何大的變化都可能導致 LDO 兩端電壓差增大，從而造成 LDO 有明顯的功率損耗和高溫升。其次，低開(kāi)關(guān)頻率需要相對笨重的變壓器，有時(shí)所占空間為轉換器的 30% 至 50%。

LT3999 單片 DC/DC 推挽式驅動(dòng)器具備兩種重要特點(diǎn)，避免了上述問(wèn)題。這兩個(gè)特點(diǎn)是：占空比控制和高頻工作。

l 占空比控制允許針對很寬 VIN 變化進(jìn)行補償 (這是標準固定占空比變壓器驅動(dòng)器做不到的)，在面對很寬的輸入范圍時(shí)，極大地降低了 LDO 損耗。

l 高達 1MHz 的高開(kāi)關(guān)頻率允許使用更小的變壓器，輸出紋波也較低。

LT3999 還具備 36V 輸入電壓和 1A 輸入電流能力，從而成為大功率且靈活的低噪聲推挽式轉換器 IC。

本文一步一步地探討兩種設計程序：一種面向具備寬輸入范圍的推挽式 DC/DC 轉換器，另一種面向具備固定輸入電壓的緊湊型高頻變壓器驅動(dòng)器。

面向寬范圍輸入的推挽式 DC/DC 轉換器設計

圖 1b 所示的流程圖顯示了怎樣以 8 個(gè)簡(jiǎn)單的步驟設計推挽式轉換器。按照這些步驟、采用 LT3999設計出了圖 1a 所示的 10V ~ 15V 輸入、±12V 輸出、200mA、1MHz 推挽式轉換器。

(a)

(b)

圖 1：(a) 具備寬輸入范圍和占空比控制的 LT3999 推挽式 DC/DC 轉換器;(b) 8 個(gè)簡(jiǎn)單的推挽式轉換器設計步驟

步驟 1：設定開(kāi)關(guān)頻率 (RT)

首先，用 RT 設定開(kāi)關(guān)頻率;其電阻值從 LT3999 數據表的表 1 中選定。

RT = 12.1k 設定 fSW = 1MHz。

步驟 2：設定輸入電壓范圍 (UVLO、OVLO/DC)

UVLO (欠壓閉鎖) 和 OVLO/DC (過(guò)壓閉鎖/占空比) 引腳用來(lái)設定輸入電壓范圍?？梢圆捎秒p電阻器或 3 電阻器的方法。對于圖 2a 所示的雙電阻器方法而言，分別用針對 UVLO 和 OVLO/DC 的等式 1 和等式 2 計算出 RB。就低損耗情況而言，我們可以假設定 RA = 1MΩ。

針對 UVLO:

(1)

針對 OVLO:

(2)

就圖 2b 所示的 3 電阻器方法而言，分別用針對 UVLO 和 OVLO/DC 的等式 3 和等式 4 計算出 RA1 和 RB。RA2 可以選定為 1MΩ 左右。

圖 2：采用 (a) 雙電阻器方法或 (b) 3 電阻器方法，通過(guò)電阻分壓器設定精確的 UVLO 和 OVLO/DC

(3)

(4)

就圖 1a 采用的雙電阻器方法而言：

VIN(MIN) = 10V, RA = 1M, RB = 143k.

VIN(MAX) = 15.5V, RA = 1M, RB = 86.6k.

步驟 3：設定最大占空比 (RDC(MAX))

最大占空比 (DCMAX) 由開(kāi)關(guān)周期 (TS = 1/fSW) 和兩個(gè)電源開(kāi)關(guān)之間的非重疊時(shí)間 (TD(MIN)) 決定，如等式 5 所示。就雙電阻器方法而言，RDC 由等式 6 計算得出。就 3 電阻器方法而言，將 RA = RA1 + RA2 代入等式 6。

(5)

(6)

在圖 1(a) 所舉例子中，TS = 1µs，TD(MIN) = 70ns (數據表中的典型值)，VIN(MIN) = 10V，RA = 1M，RB = 143k。根據等式 5 和等式 6 的計算結果，得出 DCMAX = 0.43，RDC = 13.3k。

步驟 4：選擇變壓器 (T1)

等式 7 表示變壓器匝數比。

(7)

VSW 是內部開(kāi)關(guān)的開(kāi)關(guān)飽和電壓。VF 是整流二極管的正向電壓。VLDO1 和 VLDO2 是正和負 LDO 的壓差電壓。VSW = 0.4V、VF = 0.7V、VLDO1 = VLDO2 = 0.8V 是非常實(shí)用的經(jīng)驗法則。如果找不到匝數比與計算值準確相同的商用變壓器，就選擇一個(gè)匝數比接近的變壓器，并相應地用等式 7 計算 DCMAX。然后，基于新的 DCMAX 值，用等式 6 重新計算 RDC。

在圖 1(a) 例子中，VOUT1 = -VOUT2 = 12V，VIN(MIN) = 10V，因此在 DCMAX = 0.43 的情況下，選擇 Wurth 750314781 (N = 2)。

步驟 5：設計整流器 (D1、D2、D3 和 D4)

橋式整流器兩端的峰值電壓由變壓器副端電壓 (VSEC) 加上振鈴電壓尖峰組成。VSEC 用等式 8 計算。不過(guò)，振鈴電壓尖峰難以預測，因為這取決于環(huán)路電阻、變壓器的漏電感和整流器的結電容。作為一般法則，整流器電壓額定值 (VREC) 應該至少是變壓器匝數比的 1.5 倍再乘以最高輸入電壓。因為跨橋式整流器連接了兩個(gè)副端繞組，所以需要乘以系數 2，從而產(chǎn)生整流器電壓額定值計算公式：

(8)

整流器的電流額定值 (IREC) 應該大于負載電流。

當 VIN(MAX) = 15.5V、N = 2、VREC ≥ 93V、IREC ≥ 200mA 時(shí)：一個(gè) Central CMSH1-200HE (200V、 1A) 可以滿(mǎn)足要求。

步驟 6：選擇電感器 (L1、L2)

最小電感器值 (LMIN) 由內部開(kāi)關(guān)的峰值電流限制 (ILIM) 設定，如等式 9 所示。

(9)

較大的電感產(chǎn)生較好的穩定性和較低的電壓紋波，但是相應需要體積較大的器件。要確定最佳電感器值，需要同時(shí)考慮對輸出噪聲和解決方案體積的要求。

當 VIN(MAX) = 15.5V、DCMIN = 0.28、TS = 1µs、N = 2、ILIM = 1A、IOUT1 = IOUT2 = 200mA、LMIN = 38.3µH 時(shí)：一個(gè) Coilcraft XFL3012-393MEC (39.3µH) 可以滿(mǎn)足要求，而且不會(huì )額外增大尺寸。

步驟 7：選擇低壓差線(xiàn)性穩壓器 (U2、U3)

在輸入電壓達到最大值且無(wú)負載時(shí)，LDO 電壓達到最大值，這時(shí) VSEC 等于 VIN(MAX) · N。LDO 的電流額定值應該大于負載電流。

當 VIN(MAX) = 15.5V、N = 2 時(shí)，LDO 的電壓額定值應該為 31V 和 -31V，分別用 LT3065 (45V、500mA) 和 LT3090 (-36V、400mA) 就可滿(mǎn)足要求。

步驟 8：增加一個(gè)減振器 (CS 和 RS)

設計 RC 減振器 (圖 1 中的 CS 和 RS) 的推薦方法如下：在沒(méi)有減振器時(shí)，在 LT3999 開(kāi)關(guān)關(guān)斷時(shí)測量其 SWA 和 SWB 引腳的振鈴，然后增加電容，開(kāi)始時(shí)用 100pF 左右的電容，直到振鈴周期延長(cháng) 1.5 至 2 倍為止。

從周期變化可確定寄生電容值 (CPAR)，再根據這個(gè)寄生電容值，就可在初始周期確定寄生電感 (LPAR)。類(lèi)似地，可以用數據表中的開(kāi)關(guān)電容和變壓器漏電感的值來(lái)估計初始值。

一旦知道了節點(diǎn)漏電容和漏電感的值，就可以給減振器電容增加一個(gè)串聯(lián)電阻器，以分散功耗，并嚴格地衰減振鈴。利用觀(guān)察到的周期 (tPERIOD 和 TPERIOD(SNUBBED)) 和減振器電容求得最佳串聯(lián)電阻的等式如下。參見(jiàn) LT3748 數據表以獲得更詳細的信息。

(10)

(11)

(12)

結果

圖 3、4 和 5 的測得結果顯示，通過(guò)圖 1 中推挽式轉換器的占空比控制，保持了 LDO 兩端的 VIN − VOUT 之差很低，從而最大限度降低了功耗、抑制了溫度上升。圖 3 顯示，在每 LDO 200mA 電流時(shí)，在整個(gè) 10V ~ 15V 輸入電壓范圍內，VDIFF 保持低于 2.5V。圖 4 顯示，在整個(gè)負載電流范圍內，功耗一直保持很低。圖 5 和圖 6 顯示了熱量結果。

圖 3：LDO (U2) 的 VIN - VOUT 電壓差和功耗隨輸入電壓的變化

圖 4：LDO (U2) 的 VIN - VOUT 電壓差和功耗隨負載的變化

圖 5：圖 1 設計在工作中的熱像，VIN = 10V

圖 6：熱像，VIN = 15V

為進(jìn)行比較，圖 7 顯示了該設計在禁止占空比控制和啟動(dòng)占空比控制時(shí)的效率曲線(xiàn)。當輸入電壓上升時(shí)，效率顯著(zhù)下降。圖 8 顯示了禁止占空比控制和啟動(dòng)占空比控制時(shí)正 LDO 兩端的電壓差。圖 9 和圖 10 顯示了熱量結果。顯然，通過(guò)占空比控制降低了電壓差并提高了效率和熱性能。

圖 7：禁止占空比控制和啟動(dòng)占空比控制時(shí)，該設計的效率比較，IOUT1 = IOUT2 = 200mA

圖 8：在滿(mǎn)負載時(shí)禁止占空比控制和啟動(dòng)占空比控制情況下，LDO (U2) 的 VIN - VOUT 之差隨 VIN 的變化，IOUT1 = IOUT2 = 200mA

圖 9：在圖 1 所示電路中，禁止占空比控制時(shí)該設計的熱像，VIN = 10V

圖 10：在圖 1 所示電路中，禁止占空比控制時(shí)該設計的熱像，VIN = 15V

面向固定輸入電壓的緊湊型變壓器驅動(dòng)器

通常情況下，基本的未穩壓變壓器驅動(dòng)器轉換器隨負載電流變化有顯著(zhù)變化。為了產(chǎn)生穩定電壓，強烈建議在輸出端采用一個(gè) LDO。圖 6a 顯示了變壓器驅動(dòng)器的原理圖，該驅動(dòng)器采用了 LT3999，且器件數量很少。圖 6b 顯示了設計流程圖。

流程圖中的 4 個(gè)簡(jiǎn)單步驟可用來(lái)設計如 1MHz、5V 輸入、5V 輸出、400mA 輸出且器件數量很少的變壓器驅動(dòng)器。

步驟 1：設定開(kāi)關(guān)頻率 (RT)

LT3999 的開(kāi)關(guān)頻率用單個(gè) RT 電阻器設定，該電阻器根據 LT3999 數據表中給出的數據選擇 (頻率范圍為 50kHz 至 1MHz)。

在上述設計例子中，就高頻 fSW = 1MHz 而言，RT = 12.1k。

步驟 2：選擇變壓器 (T1)

變壓器匝數比由下式?jīng)Q定：

(13)

其中 VSW 是內部開(kāi)關(guān)的開(kāi)關(guān)飽和電壓，VF 是整流二極管的正向電壓。VLDO 是未穩壓變壓器驅動(dòng)器輸出與后置穩壓低噪聲輸出之間的壓差。VLDO 是在最大電流時(shí)的壓差，因此該值應該最小化。0.8V 壓差足可以避免 LDO 發(fā)熱問(wèn)題。一個(gè)好的經(jīng)驗法則是設定 VSW = 0.4V、VF = 0.7V、VLDO = 0.8V。

變壓器的電流額定值應該比輸出電流高 20% ~ 50%，以留出一定的空間。

峰值磁化電流 (IM(PEAK)) 和滿(mǎn)負載電流之和反射到主端 (N · IOUT) 應該低于內部開(kāi)關(guān)的峰值電流限制 (ILIM)。在此基礎上，要求得到最小 LM (LM(MIN))。

(14)

(15)

就 VOUT = VIN = 5V 而言，Coilcraft PA6383-AL (N = 1.5) 非常適合。

步驟 3：整流器 (D1、D2)

基于電壓和電流選擇整流器二極管。由于中央抽頭結構，因此二極管兩端的電壓高于變壓器副端電壓兩倍以上。整流器的電壓額定值應該高于 2N • VIN = 15V，或許高 20%。CMSH1-20M (20V、1A) 可滿(mǎn)足這些要求。

步驟 4：低壓差線(xiàn)性穩壓器 (U2，可選)

可選后置穩壓 LDO 的最高輸入電壓 (VLDO_IN(MAX)) 出現在無(wú)負載時(shí)，這里等于 VIN · N = 7.5V。LDO 的電流額定值大于負載電流 (在上述設計例子情況下，> 400mA)。

對于 5V、400mA 輸出，LT1763 (20V、500mA) 是非常適合的 LDO。

(a)

(b)

圖 11：(a) 器件數量很少的固定輸入電壓變壓器驅動(dòng)器。(b) 該變壓器驅動(dòng)器的設計流程圖

結論

LT3999 是一款單片 DC/DC 變壓器驅動(dòng)器，具有占空比控制功能，可在高頻和大功率工作。該器件允許寬輸入電壓范圍，LDO 損耗很低，同時(shí)由于以高頻工作，所以可采用小型無(wú)源組件。該器件的特點(diǎn)還包括高達 36V 的輸入電壓和高達 1A 的輸入電流。