基于24V電源的雙環(huán)電流型PWM控制器設計

　　引言

　　電壓型PWM是指控制器按反饋電壓來(lái)調節輸出脈寬，而電流型PWM是指控制器按反饋電流來(lái)調節輸出脈寬。電流型PWM是在脈寬比較器的輸入端，直接用流過(guò)輸出電感線(xiàn)圈電流的信號與誤差放大器輸出信號進(jìn)行比較，從而調節占空比，使輸出的電感峰值電流跟隨誤差電壓變化而變化。由于結構上有電壓環(huán)、電流環(huán)雙環(huán)系統，因此，無(wú)論開(kāi)關(guān)電源的電壓調整率、負載調整率和瞬態(tài)響應特性都有提高，是目前比較理想的新型PWM控制器。

　　1 雙環(huán)電流型PWM控制器工作原理

　　雙環(huán)24V電源電流型脈寬調制（PWM）控制器是在普通電壓反饋PWM控制環(huán)內部增加了電流反饋的控制環(huán)節，因而除了包含電壓型PWM控制器的功能外，還能檢測開(kāi)關(guān)電流或電感電流，實(shí)現電壓電流的雙環(huán)控制。雙環(huán)電流型PWM控制器電路原理如圖1所示。

　　從圖1可以看出，24V電源電流型控制器有兩個(gè)控制閉合環(huán)路：一個(gè)是輸出電壓反饋誤差放大器A，用于與基準電壓比較后產(chǎn)生誤差電壓;另一個(gè)是變壓器初級（電感）中電流在Rs上產(chǎn)生的電壓與誤差電壓進(jìn)行比較，產(chǎn)生調制脈沖的脈寬，使得誤差信號對峰值電感電流起著(zhù)實(shí)際控制作用。

　　系統工作過(guò)程如下：假定輸入電壓下降，整流后的直流電壓下降，經(jīng)電感延遲使輸出電壓下降，經(jīng)誤差放大器延遲，Vea上升，占空比變化，從而維持輸出電壓不變，在電流環(huán)中電感的峰值電流也隨輸入電壓下降，電感電流的斜率di/dt下降，導致斜坡電壓推遲到達Vea，使PWM占空比加大，起到調整輸出電壓的作用。由于既對電壓又對電流起控制作用，所以控制效果較好在實(shí)際中得到廣泛應用。

　　2 雙環(huán)電流型PWM控制器的特點(diǎn)

　　a）由于輸入電壓Vi的變化立即反映為電感電流的變化，不經(jīng)過(guò)誤差放大器就能在比較器中改變輸出脈沖寬度（電流控制環(huán)），因而使得系統的電壓調整率非常好，可達到0.01%/V，能夠與線(xiàn)性移壓器相比。

　　b）由于24V電源雙環(huán)控制系統內在的快速響應和高穩定性，反饋回路的增益較高，不會(huì )造成穩定性與增益的矛盾，使輸出電壓有很高的精度。

　　c）由于Rs上感應出峰值電感電流，只要Rs上電平達到1V，PWM控制器就立即關(guān)閉，形成逐個(gè)脈沖限流電路，使得在任何輸入電壓和負載瞬態(tài)變化時(shí)，功率開(kāi)關(guān)管的峰值電流被控制在一定范圍內，在過(guò)載和短路時(shí)對主開(kāi)關(guān)管起到有效保護。

　　d）誤差放大器用于控制，由于負載變化造成的輸出電壓變化，使得當負載減小時(shí)電壓升高的幅度大大減小，明顯改善了負載調整率。

　　e）由于系統的內環(huán)是一個(gè)良好的受控電流放大器，所以把電流取樣信號轉變成的電壓信號和一個(gè)公共電壓誤差放大器的輸出信號相比較，就可以實(shí)現并聯(lián)均流，因而系統并聯(lián)較易實(shí)現。

　　3 雙環(huán)電流型PWM控制器功率因數校正

　　正是基于以上特點(diǎn)，電流型PWM控制器在實(shí)際應用中被越來(lái)越廣泛地采用。對它采用功率因數校正技術(shù)，可以有效地減少高次諧波對電網(wǎng)的干擾，減小功耗，具有較大的實(shí)際意義。

　　3.1 功率因數校正方法

　　功率因數校正主要有兩種方法：一種是將電網(wǎng)上公用負載端并接一個(gè)專(zhuān)用的功率變換器，對無(wú)功和諧波進(jìn)行補償;另一種是將負載的整流電路與濾波電容之間增加一個(gè)功率變換電路，將輸入電流校正成與電網(wǎng)電壓相近的正弦波。實(shí)現功率因數校正在CCM和DCM下可采用乘法器和電壓跟隨器實(shí)現，框圖如圖2所示。

　　3.2 電流型PWM控制器功率因數校正方法

　　由于乘法器的價(jià)格昂貴，改用加法電路來(lái)實(shí)現乘法器的功能。為了使電感電流的包絡(luò )為正弦，必須使電流檢測比較器反相輸入端的輸入電壓為正弦饅頭波，基本電路如圖3所示。

　　當N1負端加上電整流取樣而得到正弦饅頭波時(shí)，經(jīng)二極管降壓及電阻分壓，加到電流感應比較器負端信號為1/3的正弦饅頭波，從而使電感電流的包絡(luò )正弦化。當然，在實(shí)際使用中還需要進(jìn)行閉環(huán)控制，才能夠得到穩定的輸出電壓。

　　4 電流型PWM控制器斜坡補償方法

　　4.1 峰值電流與平均輸出電感電流

　　由于24V電源功率開(kāi)關(guān)管的峰值電流由PWM控制器保持恒定控制，也就是說(shuō)，電感的峰值電流也保持恒定，但直流輸出電壓正比于輸出電流平均值而不是峰值電流，當輸入電壓減小時(shí)，為了使電流恒定，占空比將調節為δ2，這時(shí)平均電流將上升為I2，輸出電壓也將上升。在電壓型控制器中將不會(huì )出現這種問(wèn)題，但在電壓型控制器件下，僅有輸出電壓得到控制。因此，為了解決以上問(wèn)題，在電流型控制器中需采用斜坡補償加以解決。為了維持一個(gè)恒定的平均電流（輸出電壓），要求有一個(gè)與占空比無(wú)關(guān)的電流波形補償斜坡，當（NS/Np）Rs（m2/2）=m成立時(shí)，輸出電感平均電流與Ton無(wú)關(guān)，則保持了輸出電壓恒定。如圖4所示。

　　4.2 斜坡補償的實(shí)現

　　斜坡補償可以用圖5所示電路來(lái)實(shí)現。一般R1的阻值預先設定，再計算R2的阻值，很重要的一點(diǎn)是R2的阻值應足夠高，以避免使振蕩器產(chǎn)生振蕩頻率漂移。

　　從斜坡端接電阻R2 至電流感應端，這時(shí)Rs 上的感應電壓增加斜坡的斜率與平滑的誤差電壓進(jìn)行比較，這在占空比達到50 %以上時(shí)非常有效。R2 阻值的一般計算步驟如下：

　　a ） 計算次級電感下斜坡： S1=di/dt （ 單位為A/μs） ;

　　b） 計算初級電感下斜坡： S2=S1 Ns/Np （單位為A/μs） ;

　　c） 計算檢測電阻上的斜坡電壓： V1=S2 Rs （單位為V/μs） ;

　　d） 計算定時(shí)電容器CT 上的振蕩器斜坡電壓： S=dVosc/Ton （單位為V/μs） ;

　　e） 若令斜坡補償量M=0.75 ，R1 的阻值R1 設為1 kΩ ，則R2=R1 （ Vs/VS2 ）M.

　　5 結束語(yǔ)

　　隨著(zhù)24V電源電流型PWM 控制器被越來(lái)越廣泛地應用，正確掌握使用方法可以節約大量設計時(shí)間，并能取得較好的設計效果，因而是使用這一類(lèi)控制器必須注意的問(wèn)題。而本文針對電壓型脈寬調制器（PWM）控制器只有電壓控制環(huán)、電流變化滯后電壓變化、系統響應速度慢、穩定性差等固有缺點(diǎn)，提出了一種基于24V電源的雙環(huán)電流型PWM控制器的設計方案。該方案由于既對電壓又對電流起控制作用，所以控制效果較好在實(shí)際中得到廣泛應用。