作為兩級LED驅動(dòng)器前端的反激式變換器,該如何設計？

　　在許多離線(xiàn)交直流LED電源中，單級PFC反激式變換器仍然是優(yōu)選的拓撲類(lèi)型。這很大程度上是因為其元件數量少，成本低，并具有約90%的效率和很高的功率因數，在很寬的交流輸入電壓范圍內具有很低的線(xiàn)路電流諧波（iTHD）。雖然工作在230-277V交流輸入范圍的應用對漏-源最大額定電壓的要求高達800V，但只需要一個(gè)MOSFET開(kāi)關(guān)。這種變換器中的另外一個(gè)關(guān)鍵元件是控制芯片。

　　許多專(zhuān)用的SMPS控制器適合這種應用，它們價(jià)格不同，復雜度也不同，可根據要用到的調節類(lèi)型提供不同的功能選項。為了實(shí)現不需要次級端反饋電路和光隔離器的變換器，初級端調節（PSR）是優(yōu)選的技術(shù)。它可以是初級電流調節，也可以是初級電壓調節，在不同情況下可以采用不同的控制方法。

　　隨著(zhù)電流負載的增加，單級恒流調節PFC反激變換器需要使用大電容，因為輸出電流中存在過(guò)多低頻紋波。在這種情況下，經(jīng)常選用兩級設計方法，即由具有恒壓調節功能的PFC反激式變換器做為前端，用于克服紋波問(wèn)題的恒流調節降壓級電路做為后端。

　　在這種兩級解決方案中，前端PFC反激電路需要通過(guò)電壓調節為后端提供一個(gè)中間總線(xiàn)電壓，反激電路使用變壓器（更準確地說(shuō)是耦合電感）的輔助繞組提供用于調節輸出的電壓反饋。使用這種間接感應方法可以在很寬的線(xiàn)路負載范圍內達到±5%的精度，并且不需要任何光隔離器，因此對許多應用來(lái)說(shuō)這種方法很有吸引力。

　　恒壓PFC反激式變換器

　　與前向和LLC諧振變換器等SMPS拓撲相比，反激設計采用的元件數量較少，設計復雜度相對比較簡(jiǎn)單。其它拓撲也要求兩級方法，一般要求從有源前端升壓功率因數校正級提供穩定的直流總線(xiàn)電壓，這就解釋了為什么這些拓撲只在高端和更高功率等級的場(chǎng)合使用。作為升壓變換器的一種衍生產(chǎn)品，反激變換器實(shí)際上是進(jìn)行間接能量傳遞，即在初級MOSFET導通期間將能量存儲在電感中，當MOSFET開(kāi)關(guān)關(guān)斷時(shí)再釋放出來(lái)。其基本概念如圖1所示，完整的原理圖如圖2所示。在功率因數校正方面，交流線(xiàn)路輸入被饋送到一個(gè)橋式整流器，用于為轉換產(chǎn)生非平滑的直流總線(xiàn)電壓。

　　圖1：包含主要元件的反激式變換器架構的基本概念圖

　　圖2：元件數最少的單級穩壓反激式交直流變換器設計的完整原理圖

　　在這個(gè)例子中，IRS2982S控制器芯片工作在臨界導通模式（CrCM）。它使用變壓器輔助繞組向芯片提供所需的退磁信號，進(jìn)而觸發(fā)隨后的開(kāi)關(guān)周期。這種特殊的控制器具有最小關(guān)斷時(shí)間限制，因此在輕負載條件下，它會(huì )轉變?yōu)榉沁B續導通模式（DCM）。這樣可以限制其最大開(kāi)關(guān)頻率，防止MOSFET、變壓器和緩沖器出現過(guò)熱。

　　當柵極驅動(dòng)脈寬小于MOSFET高效開(kāi)關(guān)所需的最小限值時(shí)，將自動(dòng)進(jìn)入突發(fā)模式工作。

　　內部精密基準和跨導型誤差放大器（OTA）用于關(guān)閉電壓調節環(huán)路，使得補償網(wǎng)絡(luò )連接到電路地，從而提供固有的軟啟動(dòng)功能。

　　另外，這種控制器芯片采用了一個(gè)全集成高壓?jiǎn)?dòng)電池，可以直接從整流后的交流線(xiàn)路向芯片供電，因此系統可以在任何交流輸入電壓條件下快速啟動(dòng)，并允許LED在不超過(guò)半秒的時(shí)間內點(diǎn)亮。

　　耦合電感實(shí)現

　　常被稱(chēng)為變壓器的耦合電感的設計是影響變換器效率的一個(gè)關(guān)鍵因素。真正的變壓器會(huì )直接傳遞能量，電流將同時(shí)流經(jīng)初級和次級。而在耦合電感中，電流在某個(gè)時(shí)刻只流經(jīng)一個(gè)繞組，繞組的匝比決定了從次級反映到初級的電壓。

　　為了優(yōu)化效率，初級泄漏電感應盡可能低，最好是小于初級總電感量的3%。初級繞組的前一半采用的是“三明治結構的初級繞組”技術(shù)，在完成后一半初級繞組之前先繞制次級和輔助繞組，這樣可以盡最大可能減小漏磁。高泄漏電感會(huì )在MOSFET漏極產(chǎn)生振鈴振蕩并引起高峰值電壓，這是由于存儲的泄漏能量在初級釋放而不是傳遞到輸出級造成的，進(jìn)而降低了變換器效率。這將給功率MOSFET和緩沖器網(wǎng)絡(luò )帶來(lái)一定的壓力。

　　反激式變換器設計過(guò)程

　　就本例中的變換器而言，耦合電感設計和其它元件值可以根據以下規范進(jìn)行計算：

　　
表1：反激式變換器的參數

　　設計公式

　　設計公式

　　匝比等于：

　　輔助繞組到初級繞組的匝比等于：

　　輔助繞組到次級繞組的匝比等于：

　　輸出電容值可以根據允許的峰峰低頻電壓紋波進(jìn)行計算：

　　值得注意的是，即使滿(mǎn)足了泄漏電感目標要求，在開(kāi)關(guān)關(guān)斷時(shí)仍不可避免地會(huì )出現一定程度的漏極電壓振鈴，并可能超過(guò)額定的MOSFET擊穿電壓。在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內重復發(fā)生的雪崩能量會(huì )縮短MOSFET壽命。為了避免這個(gè)問(wèn)題，通常需要采用鉗位網(wǎng)絡(luò )或緩沖器。最常見(jiàn)的低成本解決方案是電阻-電容-二極管（RCD）鉗位電路，其中的電容形成穩定的直流源，電阻用于耗散泄漏能量。

　　首先，緩沖器電阻值可以根據泄漏電感、峰值電流和理想的緩沖器電壓進(jìn)行計算：

　　電阻上的功耗等于：

　　然后根據下面的公式計算電容值：

　　這個(gè)電容值是根據緩沖器電容上的電壓紋波數量進(jìn)行計算的。

　　圖3：利用一個(gè)專(zhuān)門(mén)用于測試與驗證的電子負載對裝配好的變換器進(jìn)行測試。

　　測試結果

　　圖4-7顯示了詳細的測試結果并對設計性能進(jìn)行了總結?？傊?，這是一種經(jīng)過(guò)驗證的、可行的前端PFC反激式變換器設計方法，可以滿(mǎn)足使用兩級驅動(dòng)的中高電流負載LED的成本要求。  

　　圖4：直流總線(xiàn)和電流感測波形。

　　圖5：140VAC線(xiàn)路峰值時(shí)的MOSFET漏極電壓。

　　圖6：柵極驅動(dòng)（黃色），漏極電壓（綠色），電流感測（CS）引腳（藍色斜坡），ZX引腳波形（紅色）。

　　
圖7：開(kāi)路COMP（綠色）和ZX（紫色）波形。