多通道數據采集系統

工業(yè)測量系統常常必須對來(lái)自多個(gè)信號源的信號進(jìn)行數字化處理，可采用幾種方式來(lái)實(shí)現這種處理。在圖1a中，模擬多路復用器(MUX|0">MUX)在來(lái)自8個(gè)模擬傳感器的輸入信號中進(jìn)行選擇，然后MUX將輸出信號饋送給信號調節放大器，信號調節放大器將輸出信號饋送給模數轉換器(ADC)。目前普遍采用集成了多路復用器和ADC的IC，但也可以購買(mǎi)分離的元件。

圖1a描述的這種方法采用輸出并行數據的快速ADC時(shí)的工作效果很好。圖1b給出了一種備選方案，在這個(gè)示例中，數字MUX選擇多個(gè)串行輸出ADC，該方法的優(yōu)勢是能在傳感器端進(jìn)行模數轉換。通常情況下，DSP的選型和DSP的輸入格式?jīng)Q定了采用哪種方法。

在以上任何一種方案中，微控制器通常都會(huì )控制MUX。微控制器將按次序采集每個(gè)經(jīng)過(guò)數字化的信號并對其進(jìn)行處理，或者將數據存儲在分配給提供該數據的通道的存儲器中。

多路復用器

采用一個(gè)集成了MUX的芯片來(lái)設計多路數據采集系統是最佳選擇，因為芯片設計工程師解決了系統設計工程師可能面臨的很多設計問(wèn)題。

如果采用分離的多路復用器，設計工程師則應該了解數據表中列出的一些特性參數。圖2是用于單端信號的獨立八輸入多路復用器的結構框圖，該器件的數據表列出了穩定時(shí)間和開(kāi)關(guān)時(shí)間的特性參數。

多路復用器的CMOS FET開(kāi)關(guān)的柵-源極電容和柵-漏極電容，以及源極和負載的RC時(shí)間常數都會(huì )影響穩定時(shí)間。設計工程師必須考慮這么一個(gè)事實(shí)：當負載和源極的電容增加時(shí)，源極和負載端的開(kāi)關(guān)瞬態(tài)振幅將降低。

減小開(kāi)關(guān)瞬態(tài)振幅的一種折衷方法是增加穩定時(shí)間。圖3給出的多路復用器數據表列出了源極阻抗對穩定時(shí)間的影響。

圖2：對大多數元器件來(lái)說(shuō)，多路復用器芯片是一個(gè)相當簡(jiǎn)單的器件。

穩定時(shí)間是MUX數據表中另外一個(gè)重要特性參數，它是新的數字代碼被施加到通道地址輸入端之后，CMOS FET導通所需要的時(shí)間。在通道之間的信號電平有10V變化的情況下，通過(guò)測量從地址輸入信號的50%到輸出端模擬信號的90%之間的時(shí)間，可得到穩定時(shí)間。

圖3：穩定時(shí)間和開(kāi)關(guān)時(shí)間是選擇獨立的多路復用器芯片時(shí)兩個(gè)重要的考慮因素。

實(shí)際考慮：一個(gè)設計示例

為了理解如何設計一個(gè)多通道數據采集系統，這里考慮一個(gè)用于病人監視器的子系統(圖4)，然后針對培訓課程進(jìn)行開(kāi)發(fā)，整個(gè)設計過(guò)程非常具有指導意義。

這種系統的模擬輸入來(lái)自監視體溫的熱敏電阻、稱(chēng)重傳感器(測量體重的應變計)、測量心率的光電傳感器，以及用于語(yǔ)音輸入的麥克風(fēng)。外部器件包括一個(gè)DSP和一個(gè)數模轉換器，但本例重點(diǎn)在信號鏈路和ADC上。

圖4：這是文章中描述的病人監視器的基本功能。

系統需求

系統規格要求最高稱(chēng)重量為100kg，精度為1kg，分辨率為12位。由于這種信號改變較慢，所以最大帶寬僅需為10Hz。

經(jīng)過(guò)選擇的溫度傳感器可以測量23℃～43℃范圍內的體溫，分辨率為0.01℃，但精確度只有±2℃。監視心率的光學(xué)傳感器必須具備每分鐘感應60～120次心跳的能力，因此所需帶寬僅為1～2Hz。但由于它是一個(gè)光學(xué)傳感器，所以必須抑制來(lái)自室內照明的干擾。為簡(jiǎn)單起見(jiàn)，假設使用這種產(chǎn)品的地區的電源線(xiàn)頻率為60Hz。麥克風(fēng)通道必須能夠傳輸300～4,000Hz的音頻信號。

四個(gè)通道的模擬信號帶寬要求總結如下：體重和體溫通道需要0.1～10Hz的帶寬，心率通道需要10Hz的帶寬，音頻通道則需要4kHz的帶寬。根據這些系統要求可得到更加詳細的系統框圖 。圖5是具有增益模塊、濾波器和其它元件的系統框圖。

圖5：圖4中的簡(jiǎn)單框圖可通過(guò)不同方式得以擴展，這是在文章中進(jìn)行了說(shuō)明的版本。

評估時(shí)序需求

從時(shí)序角度看，為抑制來(lái)自室內照明的干擾，心臟監視器的采樣速率應為60Hz的n倍，其中n為整數，這意味著(zhù)采樣時(shí)間等于16.667µs/n。在本例中，n等于155時(shí)，采樣速率為9.3ksps。系統設計工程師必須考慮這個(gè)采樣速率對于其它通道是否可行。

語(yǔ)音通道要求帶寬為4kHz，因此Nyquist判據要求最低采樣速率為ksps。因此，只要抗混疊濾波器具有足夠高的截止頻率，9.3ksamples/s的采樣速率就可以了。(在本培訓課程的例子中采用了二階Butterworth低通濾波器，其衰減特性為-12dB/倍頻程，這對語(yǔ)音質(zhì)量的音頻信號來(lái)說(shuō)已足夠。)

稱(chēng)重傳感器和體溫傳感器僅需要10ksps的采樣速率。過(guò)采樣可以提高分辨率，例如，以2.56ksps進(jìn)行采樣(系數為4⁴)可以有效地將分辨率增加到原來(lái)的4倍，因此這個(gè)采樣速率對稱(chēng)重傳感器而言是有效的。這種分析基于連續逼近寄存器(SAR)轉換器，它允許每個(gè)通道均以9.3ksps的速率進(jìn)行采樣。這樣，系統對采樣速率的要求就會(huì )提高到原來(lái)的4倍，即37.2ksps(圖6)。

圖6：基于SAR ADC的設計使每個(gè)通道都具有相同的時(shí)序。

也可以采用帶四個(gè)差分輸入的Δ-Σ轉換器，但它并不是對所有通道都采用相同的時(shí)序，而是有必要降低體溫和稱(chēng)重傳感器通道的采樣速率，從而給音頻和心率通道留出足夠的采樣速率。

采用Δ-Σ ADC有幾個(gè)優(yōu)勢，比如，過(guò)采樣以及隨之降低的抗混疊要求可能消除SAR轉換器所需要的抗混疊濾波功能。另外，由于轉換器可以提供24位的分辨率，而系統僅使用4,096個(gè)左右的代碼，所以Δ-Σ轉換器完全不需要在轉換器前面加設增益級。具有Δ-Σ轉換器的設計可減少前端RC低通濾波器的抗混疊濾波器，并且稱(chēng)重傳感器、熱敏電阻和麥克風(fēng)也不再需要增益元件。

圖7：基于多路復用Δ-Σ ADC的設計需要對信號進(jìn)行不同的處理。

IC選擇：多通道ADC

時(shí)序建立好之后，下一步就是選擇合適的ADC。為了使轉換器的精度達到12位，無(wú)論轉換器采用什么樣的架構，每個(gè)通道的信噪比+失真(SINAD)性能都必須至少為70dB，這是因為有效位數=(SINAD+1.76)/6.02。

積分非線(xiàn)性(INL)應小于1LSB，以便為所有四個(gè)通道提供信號。為了使用于培訓課程的設計具有成本效益，選擇具有較寬滿(mǎn)量程輸入范圍(0～4.096V)的器件。

圖8：所有設計都包括一個(gè)外部電壓基準。

IC選擇：電壓基準

無(wú)論最終設計采用內置多路復用器的ADC，還是采用4個(gè)獨立的ADC通道，精確的基準電壓對ADC和傳感器的供電來(lái)說(shuō)都是必需的。在許多案例中，這可能意味著(zhù)系統需要分離的電壓基準(圖8)。

IC選擇：分離的IC器件(多路復用器)

分析實(shí)現一個(gè)帶有分離的輸入多路復用器、信號調節放大器和ADC的相同的四通道設計的成本很有意義。四通道多路復用器所需的特性包括：低導通電阻、聲明“芯片使能”信號之后的延遲時(shí)間為0.37µs、誤差為施加信號的0.01%時(shí)的穩定時(shí)間少于1.85µs(圖9)。

圖9：?jiǎn)瓮ǖ繱AR的穩定時(shí)間小于1.85µs。

IC選擇：分離的IC(放大器)

用于信號調節的每個(gè)放大器都需要接受分別來(lái)自稱(chēng)重傳感器和體溫傳感器、光學(xué)心率傳感器以及麥克風(fēng)的14.1mV、20mV和85mV左右的輸入電壓擺幅。對除音頻之外的所有通道來(lái)說(shuō)，800Hz是可接受的帶寬。當然，音頻通道要求帶寬為4kHz。其它令人滿(mǎn)意的技術(shù)規格還包括低輸入偏置和噪聲。

時(shí)序要求決定了穩定時(shí)間，這是一個(gè)至關(guān)重要的考慮因素。(功率放大器數據表中的穩定時(shí)間是指輸出端穩定在滿(mǎn)量程的±1/2 LSB內所用的時(shí)間。一個(gè)12位系統將要求穩定后誤差在滿(mǎn)量程為4096個(gè)刻度的半個(gè)刻度內，即0.01%。在采用正交SAR ADC的設計案例中，轉換之后必需的等待時(shí)間(18.5µs)決定了穩定時(shí)間。

設計要求放大器的帶寬大于800kHz，0.01%穩定時(shí)間小于1.85ms，失調電壓低于0.5mV，輸出擺幅小于10mV。(輸出擺幅規格定義了放大器的輸出與電源電壓軌的接近程度。對于電源電壓V_DD等于5V，滿(mǎn)量程輸出等于4.096V放大器來(lái)說(shuō)，4mV輸出擺幅是必需的。)

在培訓示例中，需要認真選擇放大器，使放大器的輸出擺幅應盡可能接近電壓軌。但是，這并非是最重要的考慮因素。應該首先排除沒(méi)有合適帶寬的放大器，然后再考慮輸出擺幅。帶寬和穩定時(shí)間是最重要的選擇標準。

IC選擇：獨立器件(ADC)

ADC是最后要選擇的器件。采用類(lèi)似于選擇內置四通道MUX的ADC的選擇標準，可以找到合適的單通道SAR ADC。

最后步驟

圖10a至圖10d說(shuō)明了用于在本例四個(gè)模擬通道中進(jìn)行信號調節的方法。在培訓習題中，利用互聯(lián)網(wǎng)上的千片定購價(jià)信息，對采用多路復用ADC和分離的ADC的設計分別所需的材料成本進(jìn)行比較。它們的成本當然有所不同，但如果不考慮開(kāi)發(fā)成本，采用這三種方法設計的材料成本大致相同(見(jiàn)表)。如果將開(kāi)發(fā)成本考慮在內，則采用多通道ADC的方法比較有優(yōu)勢。

最好的實(shí)際設計考慮方式

在實(shí)際應用中，設計工程師必須考慮：采用模擬MUX還是采用數字MUX？MUX是分離的還是集成？由于A(yíng)DC廠(chǎng)商已經(jīng)簡(jiǎn)化了與ADC的接口，因此集成的模擬MUX將更容易使用。如果MUX未被集成到ADC中，那么設計工程師將面對端口和PCB布線(xiàn)等硬件設計問(wèn)題。如果使用在目前的設計環(huán)境非常具有吸引力的數字MUX，則必須考慮ADC接口問(wèn)題(I²C、SPI或并行接口)，以及所選的DSP是否可以與其一起工作。

如果MUX是分離的，則下一步要選擇ADC，并定義時(shí)序、數字存儲器需求和DSP端口。目前，大多數芯片供應商都提供在線(xiàn)設計幫助，因此確定哪些來(lái)自不同公司的免費設計工具是可用的也至關(guān)重要。同樣重要的是必須確定能與ADC配合使用的DSP。然后考慮端口、存儲器、處理速度，并再次確定必需的設計工具，再下一步是設計模擬信號路徑和電壓基準部分的電路。當然，這個(gè)過(guò)程是需要反復的。

總之，最好首先設計ADC與DSP的接口，包括影響與ADC接口的DSP編程部分，這樣你就可以毫不費勁地獲得系統設計后續步驟的結果。然后，設計每個(gè)獨立的模擬通道并驗證其性能。最后，將系統中的所有通道整合在一起，并對性能進(jìn)行調試和驗證。

本文由德州儀器(TI)公司贊助