用于CDMA2000和W-CDMA的HPA的射頻功率測量

復合調制方案，例如CDMA2000與W-CDMA，具有很高的峰均比。對于一個(gè)給定的最大平均輸出功率的要求，當峰均值由于基站頻譜屏蔽和誤差向量值（EVM）的要求而增加時(shí)，最大設計功率要求通常會(huì )增加（或線(xiàn)性化要求增加）。如果被調制信號的峰值被削波，那么第三級失真將會(huì )增加，從而導致基站不能滿(mǎn)足頻譜屏蔽的要求。削波后的被調制信號峰值也會(huì )導致數據丟失，從而使系統不能滿(mǎn)足EVM的要求?；谧畲蟀l(fā)射功率要求設計HPA的費用很高但卻必不可少。增加的費用來(lái)自?xún)蓚€(gè)方面，一是電子元器件成本的增加，二是HPA效率的降低?？偸巧婕暗降氖荋PA的最大設計功率有關(guān)的成本問(wèn)題，并且工作在低于飽和點(diǎn)以下許多HPA的效率是相當低的。效率的降低會(huì )增加HPA模塊的成本，因為這樣會(huì )增加用于散熱的機械機構的成本、尺寸和重量，并且降低了HPA的可靠性，增加其工作成本。

減小HPA的最大設計功率對于HPA制造商來(lái)說(shuō)非常重要。HPA的飽和點(diǎn)靠近平均功率越近，其工作效率就會(huì )越高，并且成本越低。雖然有許多種方法可以使HPA的飽和點(diǎn)盡可能的接近其平均發(fā)射功率，但是這些方法都受基站系統的測量輸出功率的能力的限制。由于射頻（RF）功率測量允許誤差（包括測量誤差隨溫度和峰均比變化）需要增加HPA的最大設計功率以保證符合頻譜屏蔽和EVA要求。

不僅CDMA2000和W-CDMA調制方案具有高峰均比，而且其峰均比也隨特定基站的呼叫量的變化而變化。例如，在CDMA2000 IS-95A基站中，僅導引信號前向鏈路的波峰因數就為6.6dB，64通道的前向鏈路波峰因數為12dB（采用無(wú)載頻簡(jiǎn)化技術(shù)）。高的峰均值將引起非RMS響應RF功率檢測器的誤差。如果一種調制方案高的峰均比保持恒定，那么在生產(chǎn)過(guò)程中可以被校準，但基于大量用戶(hù)的峰均比變化是比較難處理的。這就要求保持對系統用戶(hù)數量的跟蹤，緊緊地控制使用的沃爾什碼以及一個(gè)非常龐大的查詢(xún)表來(lái)了解在特定時(shí)刻信號的峰均比。一種更好方法是采用RMS響應檢測器。它不像二極管檢測器或對數放大器，RMS響應檢測器有很強的避免受峰值因數變化影響的能力。圖1 示出高性能對數放大器（AD8318）與RMS響應檢測器（AD8364）的比較，結果表明峰值因數僅在CDMA2000 IS-95A基站的發(fā)射部分范圍內變化（用戶(hù)加載）。應當注意AD8318的輸出在載波與64信道CDMA2000 IS-95A之間變化3.5 dB(或86 mV)，在導頻信道和64信道CDMA2000 IS-95A之間僅變化2.4 dB，然而AD8364的輸出在上述情況下僅僅變化了0.1dB(或5 mV)。二極管檢測器的性能與對數放大器類(lèi)似，其輸出電壓隨被測信號峰值因數變化。如果本系統中的功率檢測采用對數放大器，那么應該通過(guò)信號處理或者增加HPA的最大設計功率來(lái)消除2.4 dB檢測功率誤差。

圖1.CDMA2000 IS-95A 基站信號在800MHz 時(shí)對數一致性與輸入信號幅度關(guān)系

RMS響應RF檢測器（AD8364）的誤差與非RMS響應RF檢測器的比較表明峰均比功對率檢測的影響。當非RMS響應RF檢測器（AD8318）在其輸入信號的峰均比變化呈現出很大的測量誤差時(shí)，RMS響應檢測器（AD8364）有很強的避免受峰均比變化影響的能力。

在HPA工作溫度范圍內能夠精確測量RMS功率對于確定HPA的最大功率也是至關(guān)重要的。這種測量的精度（或其中缺乏精確測量）將會(huì )被直接加到其最大設計功率，除非經(jīng)過(guò)艱難和費用很高的對溫度校準。所有用于HPA輸出功率檢測的元器件（例如直接耦合器、衰減器等等）都可增加溫度誤差,但是在HPA工作溫度范圍內大多數情況變化得很小。通常在工作溫度范圍內測量HPA的輸出功率的精度直接與檢測器的溫度特性相關(guān)。最近幾年，RF檢測技術(shù)在研制隨溫度變化非常穩定的器件（在–40°C～+85°C范圍內，其溫度穩定性小于±0.5dB）方面取得了長(cháng)足的進(jìn)步。圖2示出AD8364 雙RMS響應檢測器的溫度特性。這些數據是在450 MHz，溫度分別為+25°C (黑色曲線(xiàn)), –40°C (藍色曲線(xiàn))和+85°C (紅色曲線(xiàn))條件下獲得的。它包含了從多種產(chǎn)品批量中至少抽取30個(gè)器件的輸出電壓和對數一致性對溫度的誤差（經(jīng)過(guò)環(huán)境溫度校準后 ）與輸入功率（Pin）的關(guān)系曲線(xiàn)。每一種器件的溫度特性都有很小的差異。

圖2

ADI公司的AD8364輸出電壓和對數一致性誤差與輸入功率（Pin）（@ 450 MHz ）的關(guān)系曲線(xiàn)表明在–40 °C ～ +85°C周期性溫度變化范圍內曲線(xiàn)變化很小。從不同的產(chǎn)品批量抽取的30個(gè)器件樣片即使其性能隨溫度的變化有很小的差異性，這些數據仍然真實(shí)的。

雖然在低功率的情況下，有時(shí)精度并不那么重要，但是對于測量HPA的整個(gè)發(fā)射功率范圍內的輸出功率精確測量HPA的最大輸出功率不但是最基本的，而且也是必須的要求。然而，在大動(dòng)態(tài)范圍內的測量精度與檢測器和ADC的分辨率有關(guān)系。圖3示出AD8364與ADL5500兩個(gè)RMS響應檢測器的輸出。ADL5500的線(xiàn)性RMS電壓相對于輸入RF信號是呈線(xiàn)性的，而AD8364的RMS功率（dB）相對于輸入RF信號是呈線(xiàn)性的。根據動(dòng)態(tài)范圍和低功率時(shí)的精度要求，使用ADL5500 所需ADC的分辨率要遠遠大于使用AD8364時(shí)所需的分辨率。系統要求將決定哪種檢測器或ADC根據低功率和動(dòng)態(tài)范圍的要求提供最經(jīng)濟有效并且最容易實(shí)現的解決方案。

圖3 輸出電壓和輸入RMS功率（dBm）呈線(xiàn)性的檢測器（ADI公司的AD8364）與輸出電壓和輸入RMS電壓呈線(xiàn)性關(guān)系的檢波器（ADI公司的ADL5500）的比較說(shuō)明了在動(dòng)態(tài)范圍內的兩種關(guān)系曲線(xiàn)差的差別，并強調了選擇合適分辨率ADC的必要性。

在某些實(shí)例中，使用對數模擬反饋環(huán)路精確控制系統的功率或增益能夠改善系統的性能，并替代簡(jiǎn)單的功率檢測。許多當前提供的檢測器能夠利用模擬反饋環(huán)路（即使用控制器模式的檢測器），除了檢測功率以外還能控制功率。如果RMS響應檢測器用于控制器模式，那么能夠非常精確地設置受輸入功率、溫度和峰值因數影響的輸出功率。這種功率不但能非常精確地設置，并且還能夠用ADC控制的模擬電壓來(lái)改變。利用控制器模式的功率檢測器精確控制HPA的輸入或輸出功率應該是一種理想的應用，因為它無(wú)需檢測輸入功率和輸出功率?？刂破髂Ｊ较碌臋z測器測定其輸入功率并且調整可變增益放大器（VGA或可變衰減器）直到檢測到的功率與功率控制輸入電壓設置的功率相等。圖4示出在控制器模式下使用RMS響應檢測器（AD8364）控制輸出功率的基本原理圖。圖5 示出當使用AD8364（雙RMS響應對數檢測器）的一個(gè)檢測器控制VGA時(shí)，總體電路性能與輸入功率及溫度的關(guān)系。應當注意，只要AD8364的功率水平被設置得正確，HPA可放在VGA和耦合器之間，并且如果VGA與AD8364（需要一個(gè)運算放大器來(lái)倒相或電平移動(dòng)控制電壓）之間適當地設置控制電壓， 那么可以使用任何VGA（或可變衰減器）。如果在檢測器和VGA之間的控制電平設置適當并且功率水平設計得合理，那么功率控制范圍和可用輸入功率范圍會(huì )接近檢測器的可檢測功率范圍（在A(yíng)D8364中為60 dB）。

圖4 在控制器模式下檢測器測定其輸入功率，并且調整可變增益放大器（VGA或可變衰減器），直到檢測的功率等于由功率控制輸入電壓設置（VSTA）的功率。

圖5 當ADI公司的雙RMS響應檢測器AD8364中的一個(gè)檢測器用于控制系統的功率時(shí)，檢測器的輸入功率（系統的輸出功率）與輸入功率及溫度（小于0.1 dB）的關(guān)系保持恒定。

工作在控制器模式下的雙RMS響應檢測器也可用于精確地控制HPA的增益受輸入功率、溫度及峰值因數的影響。如果受輸入功率、溫度和峰值因數影響的HPA模塊的增益被控制得足夠精確，那么沒(méi)有必要報告其輸出功率，而應該直接與送入HPA的功率有關(guān)。如果雙檢測器的兩個(gè)輸入端都被設置為控制器模式，那么檢測器測定每個(gè)輸入端的功率并且調整VGA的增益直到在一個(gè)輸入端檢測到的功率等于另一個(gè)輸入端的檢測功率。圖6示出用AD8364（雙RMS檢測器）控制系統增益的基本原理圖。圖7 示出這種電路的性能。精確控制所需要的一切都應該包含在兩個(gè)耦合器之間。應該注意，VGA、可變衰減器，或甚至HPA的偏置電壓均可用于控制增益。如果適當地設置檢測器與VGA之間的控制電壓幅度并且適當地設計功率水平，那么可用的功率的范圍將接近檢測器的可檢測功率的范圍（對于A(yíng)D8364為60 dB）。

圖6 當雙檢測器的兩個(gè)輸入端均用于控制模式時(shí)，該檢測器控制VGA（或可變電壓衰減器等等）的增益一直到使兩個(gè)RF輸入端檢測到的功率相等。系統的增益將取決于耦合器和衰減器，它們通常用于設置由雙檢測器檢測到的功率。

圖7 當ADI公司的雙RMS檢測器（AD8364）的兩個(gè)輸入端均設置為控制器模式時(shí)，控制其增益受溫度和輸入功率的影響程度優(yōu)于±0.15dB，其動(dòng)態(tài)范圍幾乎等于RMS檢測器的動(dòng)態(tài)范圍。

用于CDMA2000和W-CDMA系統與HPA RF功率檢測有關(guān)的許多難題都可用RMS響應RF檢測器來(lái)解決。由于隨基站載荷、寬工作溫度范圍、大發(fā)射功率范圍變化的大峰均值引起的待測功率的偏差現在能夠測量?，F在可以提供一種足夠精確地控制功率和增益的新方法而無(wú)需檢測功率。所有這些可使HPA制造商降低提高HPA可靠性的成本。