詳解同步整流技術(shù)在正激變換器中的應用

1 引言

近年來(lái)隨著(zhù)電源技術(shù)的發(fā)展，同步整流技術(shù)正在低壓、大電流輸出的dc/dc變換器中迅速推廣應用。在低壓、大電流輸出的情況下，輸出端整流管的損耗尤為突出。例如，對采用 1.5v、20a電源的筆記本電腦而言，此時(shí)超快恢復整流二極管的損耗已經(jīng)超過(guò)電源輸出功率的50%，即使采用低壓降的肖特基整流二極管，損耗也會(huì )達到輸 出功率的18%～40%。因此，傳統的二極管整流電路已經(jīng)成為提高低壓、大電流dc/dc變換器效率的瓶頸。

由于mosfet不能像二 極管那樣自動(dòng)截止反方向電流，因此同步整流器的驅動(dòng)是同步整流技術(shù)使用的一個(gè)關(guān)鍵。驅動(dòng)方式的選取不僅關(guān)系到變換器能否正常工作，更決定了變換器性能。按 照驅動(dòng)方法的不同，同步整流分為自驅型和外驅型，兩者的主要區別在于，自驅型同步整流管的驅動(dòng)電壓一般采用的是變壓器上或輔助繞組上的電壓，而外驅型同步 整流管的驅動(dòng)電壓是由外部同步整流驅動(dòng)芯片產(chǎn)生的。本文將分別討論兩種同步整流驅動(dòng)的方法，并闡述了同步整流中需要注意的問(wèn)題。

由于正 激變換器是最簡(jiǎn)單的隔離降壓式dc/dc變換器，其輸出端的lc濾波器非常適合輸出大電流，可有效抑制輸出電壓紋波。所以，正激變換器成為低電壓大電流功 率變換器的首選拓撲結構。正激變換器必須采用磁復位電路，以確保變壓器勵磁磁通在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始時(shí)已經(jīng)復位，常見(jiàn)的磁復位方法有：有源鉗位、rcd鉗 位、繞組復位、諧振復位等，如圖1所示。

rcd鉗位的方法雖然電路簡(jiǎn)單，但是它大部分磁化能量消耗在鉗位電阻中，不利于效率的提高；有源鉗位雖然可以重復利用變壓器磁化能量和漏感能量，但是有 源鉗位系統的控制帶寬受到限制，動(dòng)態(tài)性能不好，并且它多用了一個(gè)鉗位開(kāi)關(guān)，增加了驅動(dòng)電路的難度和變換器的成本；而諧振復位由于諧振電壓比較高，因此對開(kāi) 關(guān)管的電壓應力要求就更高；對于繞組復位的方法，結構較簡(jiǎn)單，磁復位時(shí)將能量回饋到輸入源中，并且對開(kāi)關(guān)管的電壓應力要求并不高。

2 自驅同步整流

2.1 柵極電荷保持驅動(dòng)方法的基本原理

對于本文選用的 繞組復位正激變換器，其傳統傳統自驅型同步整流的方法如圖2所示，在磁復位結束后，變壓器的電壓將為零，并且會(huì )保持在零直到下一周期開(kāi)始，這樣續流管將沒(méi) 有電壓提供驅動(dòng)，電流會(huì )從其體二極管中流過(guò)，而其體二極管正向導通電壓高，反向恢復特性差，導通損耗非常大，這是傳統自驅同步整流的主要缺點(diǎn)，因此提出了 采用柵極電荷保持的同步整流方法，它的原理如圖3所示。

在t0時(shí)刻之前，輸入信號v1為0，開(kāi)關(guān)s1關(guān)斷，電容c的初始電壓為0。在t0時(shí)刻，輸入信號v1為正，通過(guò)二極管d對電容c充電；在t1時(shí) 刻，輸入信號v1為0，二極管d承受反壓截止，只要開(kāi)關(guān)s1保持關(guān)斷，電容c上的電荷得以保持，v2維持高電平；在t2時(shí)刻，開(kāi)關(guān)s1導通，電容c通過(guò) s1放電，v2變?yōu)?。如果c是同步整流管的柵極寄生電容，s1是一個(gè)輔助開(kāi)關(guān)，那么在t1到t2這段時(shí)間內，輸入驅動(dòng)信號v1降為0時(shí)，同步整流管的柵 極電壓仍可保持高電平。

2.2 柵極電荷保持驅動(dòng)正激變換器

利用柵極電荷保持的驅動(dòng)方法，傳統電壓驅動(dòng)同步整流器在變壓器電壓死區時(shí)間內，續流管體二極管的導通問(wèn)題很容易解決，圖4給出了柵極電荷保持電壓驅動(dòng)正激變換器的原理圖和主要波形。

在t0到t1的時(shí)間內，開(kāi)關(guān)管s1開(kāi)通，變壓器副邊電壓變?yōu)樯险仑摬Ⅱ寗?dòng)s2和s4使它們導通。s3的柵極電容通過(guò)s4放電，s3的柵極電壓降為0，s3關(guān)斷，輸出電流流進(jìn)s2。

在t1時(shí)刻主開(kāi)關(guān)管s1關(guān)斷，變壓器進(jìn)行磁復位，變壓器副邊電壓變?yōu)橄抡县?，s2和s4關(guān)斷，s3的柵極電容由流經(jīng)d1的電流充電。s3柵極為高電平 導通，負載電流流經(jīng)s3。在t2時(shí)刻磁復位結束，變壓器副邊電壓變?yōu)?，由于二極管d1承受反壓截止，s4關(guān)斷，s3的柵極驅動(dòng)電壓保持不變，因此，即使 變壓器副邊電壓為0，s3仍然保持導通，繼續續流。s3的柵極電壓一直保持到下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始，也是s4導通之時(shí)，這就解決了死區時(shí)間內s3體二極管續 流導通的問(wèn)題。

對于這種柵極電荷保持的自驅型同步整流方法，有一個(gè)重要的過(guò)程就是，在續流管s3續流結束時(shí)要將其柵極電荷放掉，否則當變壓器副邊電壓變?yōu)樯险?下負的時(shí)候，續流管會(huì )導通，有電流從漏極流向源極，并最終導致變壓器副邊，續流管和整流管形成一個(gè)回路，即副邊出現直通。而放掉續流管s3的柵極電荷必須 依賴(lài)于副邊電壓變?yōu)樯险仑?，即使s4導通，將s3柵極電容上的電荷通過(guò)s4放掉，但是這里出現的情況是，當變壓器副邊電壓為上正下負使s4導通的時(shí)候， 同時(shí)續流管s3的ds電壓也建立起來(lái)，如果s3的柵極電荷未放完，至少剩余的電荷仍能驅動(dòng)s3時(shí)，這時(shí)s3就會(huì )正向導通，電流就會(huì )由漏極通過(guò)s3流向源 極，并經(jīng)過(guò)整流管s2回到變壓器副邊，這樣變壓器副邊電壓就被短路，s4就無(wú)法再導通，s3上的柵極電荷就一直存在，直到這些電荷因為驅動(dòng)s3而消耗完， 并又會(huì )進(jìn)入下一次直通過(guò)程。如此惡性循環(huán)使變壓器副邊一直處于短路，即變換器副邊處于直通的狀態(tài)，情況嚴重的話(huà)會(huì )損壞整流管和續流管，甚至損壞變換器，因 此必須用一種方法，在下個(gè)周期變壓器副邊電壓為上正下負之前就將s3的柵極電荷放掉，以保證不出現直通的現象。

如圖5所示，對原來(lái)的柵極電荷保持電路進(jìn)行改進(jìn)，將原邊ic產(chǎn)生的占空比分為兩路，一路通過(guò)加延時(shí)驅動(dòng)主功率管，另一路通過(guò)驅動(dòng)變壓器隔離驅動(dòng)s4，因 為變壓器副邊電壓為上正下負的建立和原邊主功率管s1的開(kāi)通幾乎是同時(shí)的，那么采用圖中的方法后，當在原邊開(kāi)關(guān)管開(kāi)通之前，即變壓器副邊電壓變?yōu)樯险仑?之前，s4就由原邊提供的一個(gè)驅動(dòng)而開(kāi)通，并使得續流管s3的柵極電荷通過(guò)s4釋放掉，提前使s3關(guān)斷，從而避免了直通的發(fā)生，該方法其他電路的接法與以 前提出的柵極電荷保持電路一樣，這樣，該電路即實(shí)現了柵極電荷保持的功能，又避免了變換器直通的發(fā)生。

如圖6所示，給出了改進(jìn)后電路各個(gè)開(kāi)關(guān)管的驅動(dòng)波形，由圖中可以看出，在s1開(kāi)通之前提前開(kāi)通s4，將s3的柵極電荷放掉，避免了變壓器副邊直通的發(fā)生。

3 外驅同步整流

對于采用變壓器副邊電壓來(lái)驅動(dòng)自驅型的同步整流，即該電壓上正下負的時(shí)候驅動(dòng)整流管s2，該電壓下正上負的時(shí)候驅動(dòng)續流管s3，由于這兩個(gè)驅動(dòng)電壓采的 是同一個(gè)電壓，因此這兩個(gè)驅動(dòng)不會(huì )存在交疊，不需要進(jìn)行處理。但是對于外驅型同步整流的方法，整流管和續流管的驅動(dòng)之間必須加入死區，使兩個(gè)驅動(dòng)不出現交 疊的部分，進(jìn)而防止變換器副邊出現直通。本文采用的外驅同步整流的原理框圖如圖7（a）所示。

本文中首先將原邊ic輸出的信號經(jīng)過(guò)驅動(dòng)變壓器隔離傳輸到副邊，再利用同步整流驅動(dòng)芯片將這個(gè)信號進(jìn)行處理，在同步整流芯片內部可簡(jiǎn)單看成是一個(gè) 固定的電容，通過(guò)在外部接電阻形成rc沖放電來(lái)實(shí)現延時(shí)，最終通過(guò)芯片處理同時(shí)延時(shí)了整流管s2以及續流管s3驅動(dòng)信號的上升沿，從而在兩個(gè)驅動(dòng)之間加入 死區，如圖7（b）中波形所示。

同時(shí)，因為副邊加了一個(gè)同步整流的芯片，而由于芯片本身工作的延時(shí)，使得輸出信號整體對輸入有一個(gè)延時(shí)，因此必須在原邊也加入一個(gè)電路來(lái)補償這個(gè)延時(shí)，較好的方法就是在原邊同樣加入一個(gè)同步整流芯片，這樣使得對驅動(dòng)的控制更加方便和容易，而且可以保證足夠的驅動(dòng)能力。

另外，可以通過(guò)對副邊兩個(gè)管子驅動(dòng)的控制來(lái)實(shí)現整流管和續流管的零電壓開(kāi)關(guān)：對于整流管來(lái)說(shuō)，當變壓器副邊電壓變?yōu)樯险仑?，這時(shí)如果整流管的驅動(dòng)還未 建立，那么電流就會(huì )先從整流管的體二極管流過(guò)，如果此時(shí)再給整流管提供驅動(dòng)，這時(shí)整流管的開(kāi)通即為零電壓開(kāi)通，但是考慮到效率的因素，必須保證電流在體二 極管中流過(guò)的時(shí)間很短；而在關(guān)斷的時(shí)候，可以在變壓器副邊電壓變?yōu)橄抡县撝疤崆瓣P(guān)斷整流管，這樣就實(shí)現了整流管的零電壓關(guān)斷，同樣必須保證電流在體二 極管中流動(dòng)的時(shí)間很短。對于續流管采取同樣的方法，可以實(shí)現續流管的零電壓開(kāi)關(guān)。

　　4 同步整流輕載注意事項

對于副邊采用傳統二極管續流工作的正激變換器來(lái)說(shuō)，當負載電流進(jìn)一步減小直至很輕時(shí)，將會(huì )出現電感電流斷續的工作情況，如圖8所示。

當副邊采用同步整流工作時(shí)，由于續流mosfet的雙向導通的特性，而電感電流要保持連續，因此在輕載的時(shí)候電感電流連續并能夠反向，如圖9所示，使得 續流管中出現從漏極流向源極的電流，并產(chǎn)生一個(gè)流出輸出正端流進(jìn)輸出負端的環(huán)流，這個(gè)環(huán)流會(huì )消耗環(huán)流能量，這個(gè)能量的大小和輸出濾波電感有關(guān)，輸出濾波電 感越小，環(huán)流就會(huì )越大，環(huán)流能量越大，損耗也越大。所以由于同步整流器不能從ccm模態(tài)自動(dòng)切換到dcm模態(tài)，輕載時(shí)就會(huì )產(chǎn)生很大的環(huán)流損耗，這種環(huán)流損 耗會(huì )降低變換器在輕載時(shí)的效率，當負載輕載一定程度的時(shí)候，受環(huán)流的影響，變換器的效率會(huì )顯著(zhù)下降，因此必須在效率出現顯著(zhù)下降的時(shí)候將變換器從同步整流 的工作狀態(tài)切換到二極管整流的工作狀態(tài)，來(lái)保證輕載時(shí)變換器的效率不至于太低，一般這個(gè)效率的拐點(diǎn)出現在負載的10%～25%之間。