CAN標準中的時(shí)鐘容差修正建議 - 電子發(fā)燒友網(wǎng)

　　1 ISO 1 1898-1：2003關(guān)于時(shí)鐘容差的規定

　　ISO 11898-1：2003第12．4．1．2款規定位時(shí)間單位為T(mén)q，它是可組態(tài)的參數。1位共有NTQ(8～25)個(gè)Tq，Tq由振蕩器分頻而得，受硬件的振蕩器與分頻器資源所限，其選擇有限。每1位分成4段：同步段S(Tq)、傳輸段Pr(Tq～8Tq)、緩沖1段P1(Tq～8Tq)和緩沖2段 P2(Tq～8 Tq)，它們都是可組態(tài)的參數。位值的采樣在P1與P2的分界處。CAN將同步分為2種：硬同步和重同步。總線(xiàn)空閑時(shí)開(kāi)始新幀SOF的隱位到顯位的跳變沿 (R／D跳變沿)引起硬同步，立即復位本地位時(shí)間到S段。在幀傳送中的R／D跳變沿引起重同步，跳變沿落在上一位采樣后的P2段時(shí)將該P2縮短，跳變沿落在S后時(shí)加長(cháng)本位P1的長(cháng)度，此時(shí)本地位時(shí)間修正的最大絕對量不超過(guò)SJW(重同步跳轉寬度)的值。SJW是1個(gè)組態(tài)參數，在Tq～4 Tq之間。關(guān)于CAN位時(shí)間與同步的一些較為深入的探討可參見(jiàn)參考文獻。

　　在CAN標準中，采用振蕩器容差這一術(shù)語(yǔ)來(lái)代表時(shí)鐘容差。實(shí)際實(shí)現時(shí)，有的實(shí)現方案用振蕩器加鎖相環(huán)構成時(shí)鐘，此時(shí)CAN的時(shí)鐘偏差就由2部分構成。為了與標準文字一致，本文不把時(shí)鐘容差與振蕩器容差嚴格區分。將振蕩器的頻率相對誤差表示為△，時(shí)，按ISO11898-1的12．4．2．5款規定，它的約束有2條。

　?、僬魉蜁r(shí)由于CAN填充位規則，重同步的距離最多為10位。為同步正確，有：

　　(2×△f)×10×NBT

　　其中，NBT為標稱(chēng)位時(shí)間。

　?、诔鲥e時(shí)，有錯的節點(diǎn)要發(fā)報錯幀。為了區分是本地錯還是全局錯，要考察發(fā)出主動(dòng)報錯標志后的第7位是否還是顯位。由于出錯前可能有6位顯位，所以2個(gè)同步段S相隔13位。容許的差小于緩沖段長(cháng)：

　　(2×△f)×(13×NBT-P2)

　　在2個(gè)不等式中選最小者為本應用的時(shí)鐘容差。例如Tbit=1 000 ns，總線(xiàn)長(cháng)20 m，收發(fā)器的延遲為150 ns時(shí)，整個(gè)傳輸延遲為T(mén)prop=500 ns，取Tq=125 ns，算出Pr=4，P1=1，P2=2，SJW=1，NBT=8。由上述二式算出的△f分別為0．006 25和0．004 90，取其中小者0．004 90，即接近0．5％。

　　2 發(fā)送器時(shí)鐘同步中產(chǎn)生的問(wèn)題

　　CAN總線(xiàn)具有顯位優(yōu)先于隱位的特性，即當總線(xiàn)上有多個(gè)節點(diǎn)同時(shí)發(fā)送時(shí)，只要有1個(gè)節點(diǎn)發(fā)的是顯位，總線(xiàn)上最終的結果就是顯位。所以當2個(gè)相距有一定距離的節點(diǎn)同時(shí)發(fā)送顯位時(shí)，由于傳輸需要時(shí)間，在一個(gè)節點(diǎn)處看不到另一個(gè)節點(diǎn)的R／D跳變沿(如圖1所示，e為同步的相位差)，因為總線(xiàn)的電平早已被該節點(diǎn)置為顯位。

　　在這種情況下，節點(diǎn)A、B即使時(shí)鐘有差別，也無(wú)法建立同步。設A比B快，僅當節點(diǎn)A的同步段S比節點(diǎn)B的同步段S越來(lái)越超前，且其超前量大于傳輸時(shí)間時(shí)，節點(diǎn)B才能看見(jiàn)A的R／D跳變沿，B才會(huì )開(kāi)始進(jìn)行同步。

　　現在分析2個(gè)發(fā)送器在仲裁區的同步問(wèn)題。假定它們看到總線(xiàn)空閑并同時(shí)開(kāi)始發(fā)送，它們的ID只是最后1位不同。有文獻介紹發(fā)送節點(diǎn)同步過(guò)程時(shí)，假定總線(xiàn)空閑時(shí)有1個(gè)發(fā)送器領(lǐng)先于其他發(fā)送器，且超過(guò)Pr／2段發(fā)送的情況。由于事件發(fā)生的隨機性，這只是特例。對于定時(shí)消息，它們由本節點(diǎn)的時(shí)鐘觸發(fā)。但本地時(shí)鐘問(wèn)并無(wú)同步，它們之間又存在頻率差異，所以定時(shí)消息規定應發(fā)出的時(shí)間的相位差會(huì )周期性地變化。1個(gè)發(fā)送器領(lǐng)先所有其他發(fā)送器的情況也只是特例。在本文假設下，由于在ID前各位出現的R／D跳變沿均未被對方看見(jiàn)，它們之間沒(méi)有同步關(guān)系。到最后1位，假定時(shí)鐘慢的節點(diǎn)有顯位而時(shí)鐘快的節點(diǎn)有隱位，并假定ID前 1位是隱位，那么慢節點(diǎn)的R／D跳變沿將可能被快的節點(diǎn)看到。但是，它將有很大的相位差，可能已經(jīng)超過(guò)了重同步跳轉寬度SJW，從而無(wú)法使該快節點(diǎn)正確同步，便會(huì )導致采樣在慢節點(diǎn)送來(lái)的電平尚未穩定的地方產(chǎn)生位值讀錯。

在CAN 2．0B的29位ID的最后1位，即仲裁域的第31位，由于可能還有7個(gè)填充位，即已有37位未進(jìn)行同步。為了采樣正確，未同步時(shí)快慢發(fā)送節點(diǎn)同步段的差應小于重同步跳轉寬度SJW：

　　(2×△f)×37×NBT≤SJW (3)

　　以前述例子的數據，NBT=8，SJW=1，得△f≤0．001 68，減小了很多。

　　由于接近快節點(diǎn)的接收器均能見(jiàn)到快節點(diǎn)的R／D跳變沿，它們已按快節點(diǎn)進(jìn)行了同步。最后，它們要按未曾同步的慢節點(diǎn)進(jìn)行同步，同樣會(huì )遇到相位差很大時(shí)的同步問(wèn)題。如果ID最后第2位已是顯位，那么快節點(diǎn)將見(jiàn)不到慢節點(diǎn)的跳變沿，因為此時(shí)并不存在可供同步的R／D跳變沿，在仲裁域內快節點(diǎn)以及附近已與它同步的接收器將完全無(wú)法與慢節點(diǎn)同步。它們將按自己原來(lái)的相位及位時(shí)間進(jìn)行采樣。最壞的情況下，要再經(jīng)過(guò)7位可以見(jiàn)到慢節點(diǎn)的下一個(gè)R／D跳變沿，如圖2所示。

　　在仲裁域內未能見(jiàn)到跳變沿的發(fā)送器此時(shí)已變?yōu)榻邮芷?，雖然如此，若在后面的跳變沿能保證正確同步的話(huà)，那么在仲裁域中采樣點(diǎn)的偏移就更小，應該能保證采樣的正確，即仲裁的正確。此時(shí)仲裁域內未同步最多為40位(含可能的8位填充位)，隨后最近的跳變沿在6位后，于是為了能正確采樣，應該有：

　　(2×△f)×46×NBT≤SJW (4)

　　仍以第一部分中例子的數據，NBT=8，SJW=1，可得△f≤0．001 35，又小了一些。如果在某系統中有NBT=25，SJW=1，可得△f≤0．00043。這是相當小的值。

　　根據上述分析，最壞的情況是(4)式。對于CAN2．0 A，對應可以導出最壞情況為：

　　(2×△f)×21×NBT≤SJW (5)

　　如果傳輸時(shí)間比較短，慢節點(diǎn)已按快節點(diǎn)延遲Pr／2后進(jìn)行了同步，那么在慢節點(diǎn)最后勝出的那一位，快節點(diǎn)將見(jiàn)到e=Pr的來(lái)自慢節點(diǎn)的同步沿。為能保證同步，至少應有：

　　Pr≤SJW (6)

　　如果(6)式滿(mǎn)足，就可以發(fā)生同步。例如在傳輸延遲占位時(shí)間份額小的系統，用原ISO11898-1的算式。使用中，讀取ACK位時(shí)，最壞的同步沿將相隔 11位(CRC分界符不在填充位規則內)，(1)式還應該修改。如不滿(mǎn)足(6)式，例如高速系統，就應考慮(4)或(5)式。ISO11898-1應添加上述內容。一般地說(shuō)，(4)、(5)式比(1)、(2)式要求嚴格，如需要簡(jiǎn)化，用它們就足夠了。例如對于CAN2．0A，用前面例子的數據，NBT=8，SJW=1，由(5)式可得△f≤0．002 97，也優(yōu)于原來(lái)的0．004 90。

　　3 ISO 16845：2004應添加的條款

　　ISO16845關(guān)于發(fā)送器時(shí)間同步相關(guān)功能的一致性測試條款共9項(8．7．1～8．7．9)，其中用于有相位差的重同步僅2項：8．7．4款，當 e<0且|e|≤SJW時(shí)的同步；8．7．5款，當P<0且e>SJW時(shí)的同步。由第2部分的分析可知，發(fā)送器在仲裁中退出的最后一位是需要進(jìn)行同步的，此時(shí)它還是發(fā)送器狀態(tài)。只有同步以后，才能正確采樣，決定是否退出并保證退出以后能正確跟蹤勝出的發(fā)送器。因此，需要添加 e>O，且| e |≤SJW，以及e>0，且| e |>SJW時(shí)的測試條款。這些條款可以參考接收器的相應條款(7．7．3和7．7．4)。

　　ISO 16845中的低層測試設備LT是專(zhuān)用設備，它與被測的CAN(稱(chēng)為被測試的實(shí)現IUT)的Tx、Rx相連，LT產(chǎn)生必要的輸入條件到Rx，然后從Tx測取IUT的反應是否合格。非測試輸入時(shí)LT不應影響IUT。以e>O且|e|>SJW時(shí)的測試為例，安排IUT發(fā)1幀在ID域帶填充位為顯位的幀。當發(fā)到第5個(gè)隱位時(shí)，LT延遲e將Rx變?yōu)轱@位，然后在延遲后的新采樣點(diǎn)(原P1+SJW)處為Rx建1個(gè)隱位值，此時(shí)IUT的輸出Tx將在LT提供的R／D跳變沿后一位按同步規則提供顯位，如圖3所示。上述測試設計基于如下原理：如果IUT動(dòng)作正常，它將同步于LT提供的R／D跳變沿，并采到LT 提供的隱位，這時(shí)發(fā)出它的下一個(gè)填充位，填充位的R／D跳變沿已被IUT先前的同步所移動(dòng)。如果同步不正常，或者跳轉的量不對，IUT將采到顯位，它會(huì )仲裁失敗而退出，不會(huì )再發(fā)送。測試的P的范圍是(SJW+1)～(NBT-P2-1)。這個(gè)設計不同于標準的7．7．4款。筆者認為7．7．4款的方法是不能達到目的的，該問(wèn)題的詳細討論超出了本文的范圍，不再贅述。

　　需要指出的是，8．7．2款中的正在發(fā)送顯位的發(fā)送器，將不對e>0的R／D跳變沿作同步。這個(gè)要求與本文所述e>0時(shí)的同步問(wèn)題是不同的。本文講的是發(fā)送器發(fā)隱位，它見(jiàn)到了其他發(fā)送器的R／D跳變沿；而8．7．2款只是描述CAN芯片的Tx、Rx分開(kāi)作輸出、輸入測試時(shí)的特性，實(shí)際應用時(shí)是分不開(kāi)的，不會(huì )遇到這種情形。

　4 小 結

　　CAN的一般技術(shù)資料均提到，高速時(shí)的可靠性要比低速時(shí)的差，應用中能用低速就用低速。從上述位同步時(shí)鐘容差的分析可知，高速時(shí)時(shí)鐘容差小，所以一旦時(shí)鐘有問(wèn)題就會(huì )影響同步與采樣。CAN標準ISO11898-1：2003僅考慮了部分場(chǎng)合的要求，對發(fā)送器仲裁階段未能同步的情況未作考慮，從而給出的容差結果偏寬，設計者有可能依此選用不合適的振蕩源，造成電子控制器(ECU)可靠性不夠。例如，現在已經(jīng)有一些精度接近0．3％～2％的可修正的RC或 CMOS振蕩器，它們價(jià)格低，接近原CAN標準設計的容差，有可能被不適當地選用。所以對標準加以補充是十分必要的。隨著(zhù)CAN應用的擴展，提高CAN工作頻率的努力也在繼續。一方面，有些應用可縮短傳送距離以使傳輸時(shí)間縮短，例如機器人、武器等；另一方面，CAN的性?xún)r(jià)比高，對這類(lèi)應用有吸引力，在傳輸時(shí)間接近臨界情況的場(chǎng)合，更要注意時(shí)鐘容差的問(wèn)題。

　　從另一個(gè)角度考慮解決問(wèn)題的可能性是：將仲裁域中及仲裁后的第1個(gè)同步沿發(fā)送器與接收器的同步均設為硬同步。這種做法可以改善同步以后的采樣，但對同步以前的采樣沒(méi)有改善，它們仍然要求較高精度的時(shí)鐘來(lái)保證采樣點(diǎn)在緩沖段P1、P2之內。而且，過(guò)多的硬同步增加了對干擾進(jìn)行不必要同步的機會(huì )，反而不是好事。因此這種方案是無(wú)價(jià)值的。

　　從分析可知，當重同步跳轉寬度SJW可選得較大時(shí)，容許的時(shí)鐘偏差就較大。不受限制的SJW相當于隨時(shí)執行硬同步，小于P1、P2的SJW就使采樣點(diǎn)的變動(dòng)較小。當總線(xiàn)上由于干擾出現假的R／D跳變沿，就會(huì )引起錯誤的重同步，小的SJW有助于降低讀錯概率。因此，兼顧減少出錯率與降低時(shí)鐘容錯限的要求，關(guān)鍵是設計一種性?xún)r(jià)比好的濾除干擾的辦法。