正反激勵式準諧振軟開(kāi)關(guān)電源

早期的開(kāi)關(guān)電源通過(guò)強制開(kāi)通或關(guān)閉激勵管的方式工作，其開(kāi)關(guān)噪聲和開(kāi)關(guān)損耗大，工作效率難以進(jìn)一步提高。軟開(kāi)關(guān)技術(shù)則利用LC諧振來(lái)調整開(kāi)關(guān)時(shí)刻的電流或電壓值，以達到開(kāi)關(guān)損耗最小的目的，在開(kāi)關(guān)噪聲和工作效率方面都優(yōu)于硬開(kāi)關(guān)電源。因此，諧振式開(kāi)關(guān)電源將得到快速發(fā)展。實(shí)現軟開(kāi)關(guān)工作的芯片有多種型號，且工作原理各不相同。例如準諧振反向控制器UCC28600芯片，以反激勵電壓下降至最低值后開(kāi)通激勵管、激勵電流達到峰值或定時(shí)關(guān)閉激勵管的方式工作，單極性輸出，其開(kāi)關(guān)頻率隨輸出功率而變化，一般用于小功率電源；諧振模式控制器UCC25600是基本固定諧振頻率，利用反饋自動(dòng)調節開(kāi)關(guān)頻率，使電路在諧振與失諧之間調整，改變有效激勵功率，雙極性輸出，一般用于100 W～1 kW的電源。本文以UCC28600D芯片為基礎，研究這類(lèi)軟開(kāi)關(guān)電源的設計要點(diǎn)。
1 UCC28600D芯片工作特點(diǎn)
UCC28600D芯片是多模式準諧振反向控制器，自身功耗低，只有8個(gè)端口，電路連接簡(jiǎn)單。該芯片內部設置有可變振蕩頻率的振蕩器，自身并不直接決定輸出脈沖頻率。其脈沖輸出與脈沖關(guān)閉方式由芯片的外部電路狀態(tài)決定：當電壓狀態(tài)檢測保護端7的電位下降至最低值(電壓谷點(diǎn))時(shí)，開(kāi)通輸出脈沖；當7端口流出的電流達到450 μA(此時(shí)端電位為0 V)或者7端口端電壓超過(guò)3.75 V時(shí)，均進(jìn)入過(guò)壓保護狀態(tài)；根據檢測到的3端電位值關(guān)閉輸出脈沖或定時(shí)關(guān)閉脈沖，準諧振模式或不連續模式下為0.4 V～0.8 V，折返模式下3端口電位固定為0.4 V，不再對激勵電流做檢測，由內部定時(shí)關(guān)閉脈沖。芯片的脈沖頻率總是在40 kHz～130 kHz之間通過(guò)2端口的電位自動(dòng)調整，而2端口的電位是由電源輸出參數（預設的電壓或電流值）進(jìn)行閉環(huán)調整：4.0 V～5.0 V時(shí)工作在準諧振模式的斷續狀態(tài)；2.0 V～4.0 V時(shí)工作在準諧振模式的連續狀態(tài)(130 kHz)；1.4 V～2.0 V時(shí)工作在頻率折返模式(40 kHz～130 kHz)；0.5 V～1.4 V時(shí)工作在低頻率節能模式。脈沖頻率越高，輸出功率越小，這正是反激勵電路的一個(gè)特征。所以UCC28600D適合反激勵工作方式。
2 由UCC28600D構建的軟開(kāi)關(guān)電源
電源工作在反激勵方式下，可以通過(guò)調整脈沖頻率的方式改變輸出功率。而對于正激勵方式，需要通過(guò)改變脈沖占空比的方式調整輸出功率的大小，UCC28600D芯片本身的變頻率功能起不到直接作用。反激勵電源的工作方式是先將電能轉換成磁場(chǎng)能儲存在磁路或者磁芯材料中，然后在下一個(gè)時(shí)間段再將磁場(chǎng)能轉換成電能輸出。單位時(shí)間內所儲存的磁場(chǎng)能大小決定著(zhù)反激勵電源的輸出功率大小。磁芯材料的可用儲能大小可以由下式計算[1]：

其中μr是材料的相對磁導率，V是磁芯材料體積(以mm3為單位)，Bm是最大工作磁感應強度(以T為單位)。磁芯材料儲能能力除了與其體積成正比外，還與最大磁感應強度成正比，與相對磁導率成反比。以EC2828鐵氧體磁芯變壓器為例，其磁芯體積約為5 800 mm3，最大磁感應強度只能取為0.4 T，而最大可用磁感應強度只有0.2 T左右（取值與工作頻率有關(guān)）[2]，相對磁導率約為2 000。磁芯緊密結合時(shí)，最大儲能為46 μJ，以100 kHz脈沖頻率計算，最大輸出功率約為4.6 W，而同樣規格的磁芯以正激勵方式工作的輸出功率在50 W以上。若在磁路中設置氣隙，雖然可以增加儲能量，但會(huì )增加漏磁?？梢?jiàn)單純地采用反激勵方式并不是最佳方案，難以發(fā)揮出應該具備的供電能力。本文設計中采用以正激勵為主的單極性正反激勵共用方式，使電源能夠提供盡量大的功率，同時(shí)，在每一個(gè)周期的供電時(shí)間上更加均衡，有利于減小輸出電壓的脈動(dòng)量。
電路如圖1所示，除了交流電壓輸入濾波整流電路外，還包含6個(gè)功能模塊。(1)脈沖產(chǎn)生和激勵電路，主要由IC1和變壓器T1原邊繞組組成，控制變壓器的能量轉換；(2)漏感能量吸收消耗與諧振回路，吸收變壓器漏感所儲存的能量，限制激勵管上的反激勵電壓，并與變壓器激勵繞組構成去磁諧振；(3)芯片供電網(wǎng)絡(luò )，分為電阻限流供電和變壓器T1反饋供電，提供13 V～15 V之間的芯片工作電壓；(4)線(xiàn)電壓與反激勵電壓取樣保護電路，檢測過(guò)電壓與否；(5)正、反激勵輸出與濾波電路；(6)限壓反饋網(wǎng)絡(luò )，用以穩定輸出電壓。

3 電路主要參數的確定
(1)采用壓敏電阻的漏磁能量吸收兼諧振回路參數
漏磁能量吸收和諧振電路由R23、R2、C3、C20、D3和變壓器原邊線(xiàn)圈組成，在進(jìn)入反激勵期間吸收漏磁通能量。R2采用壓敏電阻，用以限制C3上的電壓基本不超過(guò)330 V，使得激勵管漏極電位基本不超過(guò)630 V，保護激勵管不會(huì )因電壓過(guò)高而擊穿。R23是阻尼電阻，消耗所轉移的一部分能量。電容C20有兩重作用：一是在反激勵開(kāi)始瞬間對二極管D3起到開(kāi)通緩沖作用；二是構成變壓器去磁后的諧振回路。
變壓器原邊與能量吸收電路構成諧振回路，在變壓器儲能基本釋放完畢后，激勵管漏極電位下降是一個(gè)諧振的過(guò)程。激勵管漏極電位下降速度由電容C20和變壓器初級電感量決定。C20容量越大，激勵管漏極電位下降速度越快。圖2是C20取100 pF時(shí)的電位曲線(xiàn)，其中幅度大的是激勵管漏極電位曲線(xiàn)，幅度小的是變壓器輸出電壓曲線(xiàn)。當然，諧振周期還與變壓器分布參數有關(guān)。

UCC28600D的準諧振方式所依靠的諧振是變壓器儲能釋放完畢后產(chǎn)生的，下降的幅度與漏極反激勵電壓幅度相關(guān)聯(lián)。漏極反激勵電壓越高，漏極電位下降幅度也越大，基本對稱(chēng)于漏極線(xiàn)電位。因此，反激勵電壓應該略高于線(xiàn)電壓，使得激勵管漏極電位通過(guò)諧振過(guò)程下降至0 V附近，盡量多地消除開(kāi)通激勵管的損耗。這一點(diǎn)與其他反激勵開(kāi)關(guān)電源的設計有明顯區別。圖2中的反激勵電壓是200 V，圖3所對應的反激勵電壓為300 V，比前者的諧振低電位明顯低，達到接近0 V的理想狀態(tài)。

(2)開(kāi)關(guān)電源變壓器參數設計
開(kāi)關(guān)電源變壓器參數設計是開(kāi)關(guān)電源設計中的關(guān)鍵內容之一。在這里采用限定功率設計法[3-4]，以60 W為基本設計參數，最大輸出電壓為29 V。最大輸出功率對應的最低開(kāi)關(guān)頻率為40 kHz，所需要的輸出功率減小時(shí)驅動(dòng)芯片會(huì )自動(dòng)提高開(kāi)關(guān)頻率，以減小激勵功率。
在限定功率設計中，首先根據安裝空間和規律確定磁芯變壓器規格。這里選用EC2828臥式結構，PC40材料，其中心磁柱載面積Ae約為78.5×10-6 m2，100 kHz下的最大磁感應強度Bmax只能取為0.4 T，相對磁導率約為2 000。正激勵電壓為260 V～300 V，反激勵電壓300 V，正、反激勵均輸出電能。根據電壓時(shí)間平衡方程U正t1=U反t2，在最低40 kHz、最大25 μs周期中正激勵時(shí)間接近12 μs，最大反激勵時(shí)間約為12 μs，還有至少1 μs的諧振半周期時(shí)間。繞組匝數越小，電感量越小，在固定時(shí)間內電流上升越快，容易進(jìn)入磁飽和。為了防止出現磁飽和，激勵繞組由一個(gè)最少匝數限制，激勵繞組的最小匝數由下式計算：

其中，線(xiàn)電壓按照最高值300 V代入，最大磁感應強度Bmax取為0.36 T，與0.4 T相比留出了一定裕量?？紤]輸出繞組匝數為整數，最低輸入時(shí)的正激勵輸出電壓應該達到40 V。匝比定為260∶40比較合適，正激勵輸出繞組N3定為20匝，實(shí)際N1可以取為130匝。正激勵匝比為6.5。
根據60 W輸入功率，若完全按反激勵輸出，所需的激勵電流峰值約為1 A。反激勵是以磁芯所儲存的能量輸出，一般磁芯儲能有限，這一電流值無(wú)法單純依靠勵磁達到。若按反激勵輸出能量占總能量的20%計算，需要的最大勵磁電流Im為：

在UCC28600D以電流限功率的工作方式中，若將最大激勵電流限制為1 A，反激勵電流不足部分由正激勵電流補足，則最大正激勵電流應該達到0.7 A，由輸出濾波電感控制。以上是以最大周期計算極限值，若開(kāi)關(guān)頻率被提高，芯片自身會(huì )相應改變限流值。對于輸出29 V電壓，考慮整流二極管等還有一定電壓降，反激勵輸出繞組的電壓應該預設為30 V。反激勵匝比為10∶1。根據電壓匝比關(guān)系，30 V反激勵式輸出繞組需要繞制13匝。同理，16 V反饋電壓繞組也采用反激勵輸出，需要繞制7匝。
(3)確定限功率電阻
UCC28600D芯片驅動(dòng)的激勵電路是以限制激勵電流的方式來(lái)限制輸出功率。對于激勵電流限制型的電源，無(wú)論采用正激勵還是采用反激勵方式，其輸出功率基本相等。因而可以參照單純的反激勵勵磁電流來(lái)計算限流值，進(jìn)而計算出限功率電阻R12，參見(jiàn)圖1。根據以上計算，單純的反激勵勵磁電流應該達到1 A左右，0.8 V的限功率電壓對應限流電阻應取為0.8 Ω。若取為1 Ω，則其實(shí)際輸出功率有所減小。
(4)確定正激勵濾波電感量
輸出整流濾波電路包含正激勵輸出整流和濾波、反激勵輸出整流和濾波。正激勵輸出繞組和反激勵輸出繞組相互獨立設置、獨立整流。L2、D2a用于正激勵整流濾波，D2b用于反激勵整流，兩者共用濾波電容。正激勵濾波電感L2的電感量過(guò)小時(shí)濾波效果不好，過(guò)大則電流上升率低，反應到激勵線(xiàn)圈上的電流增量不足，可能會(huì )造成開(kāi)關(guān)頻率降低。確定L2的原則是在12 μs內勵磁電流加正激勵耦合電流應該達到1 A。根據電感的伏安關(guān)系，在280 V標準線(xiàn)電壓作用下，9 mH的激勵繞組經(jīng)過(guò)12 μs后，電流增至0.37 A，則耦合電流應該達到0.63 A。正激勵的耦合匝比是6.5，12 μs內濾波電感上的電流增量需要4.1 A。正常的正激勵情況下，加在濾波電感上的電壓是10 V，只有29 μH的濾波電感才能在12 μs內電流上升4.1 A。因此，濾波電感L2的電感量應當控制在30 μH左右，其取值無(wú)需太過(guò)嚴格。
按以上設計可以獲得高性能的小功率電源。輸出42 W時(shí)用示波器低干擾測量法測量電源輸出口電壓的交流分量，如圖4所示。從波形圖中可以看出，輸出電壓只有極小的噪聲電壓成份，噪聲電壓和開(kāi)關(guān)周期造成的脈動(dòng)電壓幅度都小于5 mV，是傳統開(kāi)關(guān)電源所無(wú)法實(shí)現的，噪聲電壓已經(jīng)不是電源使用中存在的主要問(wèn)題。采用了準諧振工作方式后，激勵管的損耗較小，輸出42 W功率時(shí)測得電源整體工作效率為85%，最大損耗在輸出整流器、變壓器、漏磁能量吸收電路3個(gè)部分。如果采用同步整流技術(shù)[5]，工作效率還可進(jìn)一步提高。

參考文獻
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