一種適用于鋰電池的電流監測電路設計

鋰電池作為新型清潔、可再生的二次能源，需精確監測其電流、電壓及溫度等參數，并做好相應的保護電路。對于手持設備而言，更需要追求高精度、低功耗，從而降低對鋰電池的“過(guò)度”使用，延長(cháng)使用壽命。

本文設計的電路在鋰電池供電環(huán)路中引入靈敏電阻對電流進(jìn)行監測，給系統提供充放電提示，同時(shí)可用于電量計算以及保護控制。

本文將詳細闡述電流監測系統原理以及內部電路結構，并給出H-spice仿真結果及相關(guān)結論。

1 本文所設計的電流監測電路

模/數轉換器(ADC)由采樣、量化和編碼構成。本文設計的鋰電池電流監測系統框圖如圖1所示。其中，電容和AMP放大器組成開(kāi)關(guān)電容采樣電路，C0MP高速比較器對數據進(jìn)行量化，處理器對電路進(jìn)行數字邏輯控制及編碼。偏置電路提供AMP放大器自啟動(dòng)支路并產(chǎn)生V_be1和V_be4。時(shí)鐘模塊控制系統開(kāi)關(guān)，包括LII、LI2、LI5、LI6、LI38。處理器輸出數字信號Logic Control改變量化電容。

圖1 鋰電池電流監測系統框圖1.1 開(kāi)關(guān)電容采樣電路

如圖2所示，通過(guò)V₊和V_-間的靈敏電阻進(jìn)行采樣；。V_be1和V_be4是由BE結產(chǎn)生的電壓基準；C3容值用n(2的倍數)表示(C為單位電容值，C1=C2=1C，C3=C4=nC，C5=8C)；時(shí)鐘控制為高時(shí)開(kāi)關(guān)導通，為低時(shí)開(kāi)關(guān)斷開(kāi)。采樣電路的5個(gè)狀態(tài)如圖3所示。

(1)LIl、LI2、LI38、LI5、LI6=10101，V_A=V_be1， V_B=V_be1，V_C1=0，V_C2=V_be1- V_be4，V_C3=V_be1- V₊，V_C4=V_be1- V_-，V_C5=0，V_OUT為：

V_OUT= V_B= V_be1(1)

(2)LI1、LI2、LI38、LI5、LI6=10001，開(kāi)關(guān)切換后狀態(tài)2保持狀態(tài)1，則V_OUT= V_be1。

(3)LI1、LI2、LI38、LI5、LI=00000，開(kāi)關(guān)全斷開(kāi)，保持上一狀態(tài)， V_OUT= V_be1。

(4)LI1、LI2、LI38、LI5、LI6=01010，V₊、 V_-切換，V_be1、V_be4也切換。根據C1、C3電荷守恒定律得：

由運放特性可知V_B=V_A。已知 V_A、V_B可以得到V_C1= V_A- V_be4, V_C2= V_B- V_be1, V_C3= V_A- V_-, V_C4= V_B- V₊, V_C5= V_B- V_OUT, 依據C2、 、C5電荷守恒定律得：

其中， V_-- V₊的正負由互不交疊時(shí)鐘LI1、LI2控制，當LI1在狀態(tài)l為高時(shí)， V_-- V₊取正； 當LI1在狀態(tài)1為低時(shí)，V_-- V₊取負。每隔一定周期控制LI1、LI2切換，V₊、V_-的接法可用于實(shí)時(shí)監測電池充放電狀態(tài)。根據式(3)和圖1可知，V_OUT與V_be1通過(guò)比較器比較將產(chǎn)生△V 的差值，這時(shí)改變采樣并聯(lián)電容n的值可調節△V ，起到量化作用。

(5)LI1、LI2、LI38、LI5、LI6=00000，所有開(kāi)關(guān)斷開(kāi)， oUr保持上一狀態(tài)。1.2 AMP放大器電路

AMP放大器電路如圖4所示，主要包括：(1)自偏置電路，由MPI3～MPI9、QPI1和QPI4組成；(2)兩級運放，包括MPI26、MPI27組成的全差分放大器、MNI25共源放大器和MNI24、CIl5組成的米勒補償。其中，LI12與LI17為差分輸入；LI26為復位信號；H模塊為數字上電電路；V_be1與V_be4為基準輸出；LI22為運算輸出端。

圖4 AMP放大器電路圖

自偏置電路有使能信號，若工作異?？芍苯雨P(guān)斷電路。當LI26為低時(shí)，MPI9關(guān)斷，MPI5和MPI6導通，電路正常工作，MPI4、MPI6和MPI8構成啟動(dòng)支路，則：

V_CC≥2 V_MPgs+V_be(4)

其中，V_MPgs是PMOS的V_th，V_be是二極管開(kāi)啟電壓。只要V_CC滿(mǎn)足式(4)，電路就能正常啟動(dòng)。但在設計中需考慮襯偏效應對閾值的影響，V_CC比計算值略高。QPI1和QPI4發(fā)射極面積比為1：4，由此可得V_be1與V_be4差值為V_Tln4。當LI26為高時(shí)，MPI9導通，MPI5和MPI6關(guān)斷，電路被關(guān)斷。

AMP放大器帶有米勒補償，交流小信號等效電路圖如圖5所示。其中，g_m1、g_m2分別為第一級和第二級跨導。增益表示為：

圖5 AMP放大器交流小信號等效圖

其中，R_out1、R_out2分別為第一級和第二級的輸出電阻，且R_out1是R_{ds_MPI27}、R_{ds_MNI26}的并聯(lián)，R_out2是R_{ds_MPI11}、R_{ds_MNI25}的并聯(lián)，C₁為等效負載電容。為了使系統穩定，需對整個(gè)環(huán)路的零極點(diǎn)進(jìn)行分析：

其中，C_I15為米勒電容，C₁為V_OUT1。節點(diǎn)等效電容，R_z為MNI24等效電阻(即調零電阻)。由式(9)可知，調節R_z和C_I15可實(shí)現系統穩定。

1.3 COMP高速比較器電路

如圖6所示， 電路由MN1～MN6和MP1～MP4組成。IN1與IN2為輸入端；OUT1與OUT2為輸出端；LG99由數字時(shí)鐘控制，實(shí)現復位功能。

圖6 COMP高速比較器電路

電路采用正反饋技術(shù)，速度得到大大提高。當LG99為低時(shí)，MP3、MP4導通，MN5、MN6關(guān)斷電路，OUT1、OUT2抬高，后端觸發(fā)器處于保持狀態(tài)。而LG99為高時(shí)，MP3、MP4關(guān)斷，MN5、MN6導通。此時(shí)若IN1大于IN2，則V 減小，使OUT1減??；OUT1作用于MP2與MN2，使OUT2被抬高；而OUT2作用于MP1與MN1，使OUT1被拉低，形成正反饋。反之亦然，只要IN1與IN2之間存在壓差都會(huì )在輸出上快速響應。2 仿真結果與分析

本文采用0.18μm CMOS工藝，使用H-spice對數字時(shí)鐘、AMP運算放大器、偏置電路和高速比較器進(jìn)行了仿真驗證。

圖7為AMP放大器交流小信號仿真數據，其中復位信號LI26為低，在LI12上加入AC=1的交流小信號。對-40℃ 、25 ℃、125 ℃ 3種溫度進(jìn)行AC掃描，可知：(1)當增益降為O時(shí)，相位裕度仍保持90?以上；(2)在不同溫度下，增益與相位裕度受影響不大，系統處于穩定態(tài)。

圖7 不同溫度下放大器增益與相位裕度曲線(xiàn)

圖8為COMP高速比較器靜態(tài)工作點(diǎn)仿真數據，其中LG99為復位信號，IN1為1.200 V，對IN2在1.200 V～1.210 V范圍進(jìn)行瞬態(tài)掃描。若IN1=IN2，則輸出應高于數字觸發(fā)電平，以保證時(shí)序的正確性。仿真后可知：(1)電路存在失調電壓，IN2增加時(shí)，有少量輸出與數字邏輯不符；(2)輸入相等時(shí)，輸出靜態(tài)工作點(diǎn)為1.5 V，能保證后端觸發(fā)器保持；(3)輸入差值不大于5 mV就能很快將輸出置高或置低。

圖8 高速比較器靜態(tài)工作點(diǎn)仿真曲線(xiàn)

圖9為采樣電路整仿數據，SRP、SRN為鋰電池電流采樣端，典型差值范圍為-125 mV～125 mV；LI22是運放輸出。輸入差值從125mV變化到5mV再跳變到-125mV，采樣端電壓變化所對應的輸出會(huì )依據信號的大小進(jìn)行量化，且通過(guò)輸出的高低來(lái)判斷工作在充電還是放電狀態(tài)。但切換開(kāi)關(guān)瞬間可能產(chǎn)生時(shí)鐘饋通效應，該電路增大了運放輸入端的寄生電容，有效減小了頻繁切換開(kāi)關(guān)對輸出的影響。

圖9 采樣電路整仿曲線(xiàn)

采樣電路整體仿真并不完整，當SRP與SRN的差值實(shí)時(shí)變化時(shí)，采樣電路跟隨變化的能力如圖10所示。固定SRN 的電壓為0V，在SRP上加入正弦波信號進(jìn)行掃描，從圖中可知放大器輸出會(huì )跟隨SRP的變化而變化，采樣的分辨率能夠達到要求。

本文設計了一種適用于鋰電池的電流監測電路，能精確監測電流及充放電狀態(tài)。這些信息可用于控制保護電路的啟動(dòng)，且能用于精確計算電池阻抗、電量等參數。電路添加了使能控制，當工作異常時(shí)可關(guān)斷電路。并且通過(guò)偏置的設置可調節M(mǎn)PI3、MPI4、MPI7、MPI8管（如圖4所示)的寬長(cháng)比，從而獲得更低功耗，提高電池使用壽命。

圖10 采樣電路跟隨功能仿真曲線(xiàn)