用于±10 V輸入的單電源、完全隔離式數據采集系統(一)

　　AD8606/精密、低噪聲、雙通道CMOS、軌到軌輸入/輸出運算放大器

　　AD7091R/ 1 MSPS、超低功耗、12位ADC

　　ADuM5401/集成DC/DC轉換器的四通道2.5 kV隔離器

　　12位、300 kSPS、單電源、完全隔離式數據采集系統，用于±10 V輸入

　　電路評估板

　　CN0335電路評估板(EVAL-CN0335-PMDZ)

　　SDP/PMD轉接板(SDP-PMD-IB1Z)

　　系統演示平臺(EVAL-SDP-CB1Z)

　　電路功能與優(yōu)勢

　　圖1所示電路是只采用了三個(gè)有源器件的完全隔離式12位、300 kSPS數據采集系統。

　　該系統采用3.3 V單電源供電，可處理±10 V輸入信號。室溫校準后，在±10°C溫度變化范圍內的總誤差不超過(guò)±0.1% FSR，是各種工業(yè)測量應用的理想之選。

　　該電路的小巧尺寸使得該組合成為業(yè)界領(lǐng)先的數據采集系統解決方案，在這種系統中精度、速度、成本和尺寸極為關(guān)鍵。數據和電源相互隔離，因而該電路具有出色的高電壓耐受性，同時(shí)還能有效避免惡劣工業(yè)環(huán)境下常見(jiàn)的接地環(huán)路干擾問(wèn)題。

　　圖1.±10 V隔離式單電源數據采集系統(未顯示所有連接和去耦)

　　電路描述

　　該電路由一個(gè)輸入信號調理級、一個(gè)ADC級和一個(gè)輸出隔離級構成?！?0 V輸入信號由U1A運算放大器進(jìn)行電平轉換和衰減，該運算放大器是雙通道AD8606的一半。該運算放大器的輸出為0.1 V至2.4 V，與ADC的輸入范圍相匹配(0 V至2.5 V)，裕量為100 mV用于維持線(xiàn)性度。來(lái)自ADC的緩沖基準電壓(VREF =2.5 V)用于生成所需失調?？梢孕薷碾娮柚?，以適應本電路筆記后面部分所述的其他常用輸入范圍。

　　該電路設計支持單電源供電。AD8606的最小額定輸出電壓為50 mV(2.7 V電源)和290 mV(5 V電源)，負載電流為10 mA，溫度范圍為-40°C至+125°C.在3.3 V電源、負載電流低于1 mA、溫度范圍更窄的情況下，保守估計最小輸出電壓為45 mV至60 mV.

　　考慮到器件的容差，最小輸出電壓(范圍下限)設為100 mV，以提供安全裕量。輸出范圍的上限設為2.4 V，以便為ADC輸入端的正擺幅提供100 mV的裕量。因此，輸入運算放大器的標稱(chēng)輸出電壓范圍為0.1 V至2.4 V.

　　AD8606 (U1B)的另一半用于緩沖AD7091R (U3) ADC的內部2.5 V基準電壓。

　　本應用中選用AD8606的原因是該器件具有低失調電壓(最大值65μV)、低偏置電流(最大值1 pA)和低噪聲(最大值12 nV/√Hz)等特性。在3.3V電源下，功耗僅為9.2 mW.

　　運算放大器的輸出級后接一個(gè)單極點(diǎn)RC濾波器(R3/C9)，用于降低帶外噪聲。RC濾波器的截止頻率設為664 kHz.可添加一個(gè)可選二階濾波器(R4、C10和R1、R2、C11)，以便在出現低頻工業(yè)噪聲的情況下，進(jìn)一步降低濾波器截止頻率。在這類(lèi)情況下，由于信號帶寬較小，因此可以降低AD7091R的采樣速率。

　　選擇AD7091R 12位1 MSPS SAR ADC是因為其在3.3 V (1.2 mW)下的功耗超低，僅為349μA，顯著(zhù)低于當前市場(chǎng)上競爭對手的任何ADC.AD7091R還內置一個(gè)2.5 V的基準電壓源，其典型漂移為±4.5 ppm/℃。輸入帶寬為7.5 MHz，且高速串行接口兼容SPI.AD7091R采用小型10引腳MSOP封裝。

　　采用3.3V電源供電時(shí)，該電路的總功耗(不包括ADuM5401隔離器)約為10.4 mW.

　　電流隔離由四通道數字隔離器ADuM5401(C級)提供。除了隔離輸出數據以外，ADuM5401還為該電路提供隔離3.3 V電源。除非需要隔離，否則電路正常運行時(shí)并不需要ADuM5401.ADuM5401四通道2.5 kV隔離器集成DC/DC轉換器，采用小型16引腳SOIC封裝。ADuM5401在7 MHz時(shí)鐘頻率下的功耗約為140 mW.

　　AD7091R需要50 MHz的串行時(shí)鐘(SCLK)，方能實(shí)現1 MSPS的采樣速率。然而，ADuM5401(C級)隔離器的最大數據速率為25 Mbps，對應的最大串行時(shí)鐘頻率為12.5 MHz.另外，SPI端口要求，SCLK的后沿將輸出數據驅動(dòng)至處理器，因此，ADuM5401的總雙向傳播延遲(最大值120 ns)將時(shí)鐘上限限制在1/120 ns = 8.3 MHz.

　　盡管AD7091R是一款12位ADC，但串行數據同樣被格式化為16位字，以便與處理器串行端口要求相兼容。因此，采樣周期TS包括AD7091R 650 ns的轉換時(shí)間加上58 ns(數據手冊要求的額外時(shí)間，t1延遲+ tQUIET延遲)，再加上用于SPI接口數據傳輸的16個(gè)時(shí)鐘周期。

　　TS = 650 ns + 58 ns + 16×120 ns = 2628 ns

　　fS = 1/TS = 1/2628 ns = 380 kSPS

　　為了提供安全裕量，建議將SCLK和采樣速率的最大值分別設為7 MHz和300 kSPS.數字SPI接口可以用12引腳且兼容Pmod的連接器(Digilent Pmod規格)連接到微處理器評估板。

　　電路設計

　　圖2所示電路可將-10 V至+10 V輸入信號衰減及電平轉換為0.1 V至2.4 V的ADC輸入范圍。

　　圖2.輸入電壓信號調理電路

　　傳遞函數通過(guò)疊加原理求得。

　　增益、輸出失調和電阻值的計算

　　若輸入電壓范圍為±10 V，則計算如下。

電路的增益為：

　　由等式4可知，對于k =1.23(該值可變動(dòng)，具體取決于標準數值電阻R1和R2的值)，R4/R的比值可計算如下：

　　R4 = 9.696R (8)

　　由等式7可知，若VREF = 2.5V且k =1.23，則R5/R0的比值可計算如下：

　　R5 = 1.46R0 (9)

　　由等式2中的電阻R和R0，以及等式8和等式9中的比值可知，R4/R6比值可計算如下：

　　R4 = 5.346R6 (10)

　　由等式8、等式9和等式10可知，電阻R4、R5和R6可計算如下。例如，若選擇R6 = 10 kΩ，則R4 = 53.46 kΩ，R5 =12.3 kΩ。

　　在實(shí)際電路中，為電阻R4和R5選擇了最接近現有標準的電阻值。所選值為R4 = 52.3 kΩ，R5 = 12 kΩ。注意，R1 = R4，R2 = R5.

　　如果仔細選擇這些值，因使用替代標準值電阻導致的總誤差可降至幾個(gè)百分點(diǎn)以下。然而，應通過(guò)等式1來(lái)重新計算U1A運算放大器在±10 V輸入下的輸出，以確保維持所需裕量。

　　這類(lèi)電路的絕對精度主要取決于電阻，因此，需要進(jìn)行增益和失調校準，以消除因替代標準值電阻和電阻容差導致的誤差。

　　計算不同輸入范圍的電阻

　　對于±10 V以外的輸入范圍，可完成下列計算步驟。

　　定義輸入范圍、輸出范圍和失調：

　　計算增益：

　　用等式2中定義的數值替換等式17和等式18中的R和R0，并求解兩個(gè)等式，得出R4/R6比值。

　　選擇電阻R6的值。通過(guò)R4/R6比值算出R4.得到R4和R6數值，通過(guò)等式2和R4/R6比值計算R5.通過(guò)等式16計算R2和R1.可適當選擇R1 = R4并計算R2.

　　電阻溫度系數對總誤差的影響

　　公式1表明，輸出電壓與以下五個(gè)電阻相關(guān)：R1、R2、R4、R5和R6.TP1處的滿(mǎn)量程輸出電壓對這五個(gè)電阻中每個(gè)阻值的微小變化敏感，其靈敏度通過(guò)仿真程序計算。電路的輸入電壓為+10 V.計算得到的各靈敏度為SR1 = 0.19、SR2 = 0.19、SR4 = 0.39、SR5 = 0.11、SR6 = 0.50.假設各溫度系數以和方根(rss)方式組合，則采用100 ppm/°C電阻時(shí)，總滿(mǎn)量程漂移約為：

　　滿(mǎn)量程漂移=

　　= 100 ppm/°C√(SR12 + SR22 + SR42 + SR52 + SR62)

　　= 100 ppm/°C√(0.192 + 0.192 + 0.392 + 0.112 + 0.502)

　　= 69 ppm/°C

　　69 ppm/°C的滿(mǎn)量程漂移對應于0.0069% FSR/°C.使用25 ppm/°C電阻可將漂移誤差降低至0.25×69 ppm/°C = 17 ppm/°C，或者0.0017% FSR/°C.