高速無(wú)線(xiàn)通信系統設計中的混頻器和調制器

　　在高速無(wú)線(xiàn)通信系統中，信號必須進(jìn)行上變頻或下變頻后才能進(jìn)行信號傳播和處理。這種變頻步驟在傳統上稱(chēng)為混頻，是接收和發(fā)射信號鏈必不可少的過(guò)程。于是，混頻器和調制器就成為射頻(RF)系統的基本構件。隨著(zhù)無(wú)線(xiàn)通信標準的不斷演進(jìn)，查看這些構件的特征并了解混頻器如何影響總體系統性能至關(guān)重要。

　　在所有的無(wú)線(xiàn)設計中，混頻器和調制器都支持變頻并實(shí)現通信。它們確定整個(gè)信號鏈的基本規格。它們的接收信號鏈具有最高功率，對來(lái)自發(fā)射通路中的數模轉換器(DAC)的信號進(jìn)行上變頻，并實(shí)現數字預失真(DPD)系統，從而影響整個(gè)通信系統的性能。那么，基本混頻器的工作原理如何?有哪些重要規格要考慮?目前有哪些混頻器和調制器方案可用來(lái)改進(jìn)和簡(jiǎn)化系統設計?

　　基本混頻器工作原理

　　最簡(jiǎn)單的混頻器就是一個(gè)乘法器。音頻混頻器只增加信號，射頻混頻器實(shí)際上增加輸入信號以產(chǎn)生新頻率的輸出信號。射頻調制器和解調器本質(zhì)上就是混頻器。這些器件獲取基帶輸入信號，并輸出射頻調制信號(反之亦然)。

　　由于影響混頻器的因素同時(shí)也會(huì )影響調制器，因此本文主要從混頻器的角度進(jìn)行探討。接收器一般采用下變頻來(lái)實(shí)現高頻RF信號的處理，發(fā)射器則將低頻基帶信號轉換成高速射頻?；祛l器的所有部分都像負載和源一樣。

　　在第一個(gè)示例中，我們以下變頻為例。兩個(gè)輸入分別為RF和本地振蕩器(LO)。輸出為中頻(IF)。輸出信號包含輸入的和與差(圖1)。我們可以通過(guò)式1-3從數學(xué)上解釋這些混頻輸出分量：

　　RF輸入 = A1sin(ω1t + φ1) (1)

　　LO輸入 = A2sin(ω2t + φ2) (2)

　　輸出IF = A1A2sin(ω1t + φ1) sin(ω2t + φ2) (3)

　　通過(guò)三角恒等式，我們可以得到包含和與差的輸出：

　　輸出IF = (A1A2/2) {cos[(ω1 + ω2)t +(φ1 + φ2)] + cos[(ω1 – ω2)t – (φ1 - φ2)]} (4)

　　要獲得進(jìn)行信號處理所需的信號質(zhì)量，可能需要多個(gè)下變頻過(guò)程和濾波，具體取決于IF頻率和系統級規劃。(LO >RF為本振上注入式，RF > LO為本振下注入式。)上變頻過(guò)程中的混頻器一般在產(chǎn)生基帶信號后的早期采用。在這個(gè)過(guò)程中，IF為輸入，RF為輸出。此外，輸出為輸入信號的和與差。需要在輸入和輸出端進(jìn)行額外的濾波，以便減少有害產(chǎn)物，獲得與接收信號鏈相似的理想性能。

　　變頻增益

　　變頻增益是混頻器的主要衡量標準，可用于在生產(chǎn)中進(jìn)行功能驗證。變頻增益是輸出信號電平與輸入信號電平之比，通常以dB表示。無(wú)源混頻器的變頻損耗一般與插入損耗表示。最小損耗以RFOut電流(g1vrf/2 = gonvrf/π)與IFOut電流(g1vrf = gonvrf/2)之比計算。該比值為2/π，因此假設所有阻抗相等且LO輸入為方波，則變頻增益為(2/π)2或–3.92 dB。

　　如果LO輸入為連續正弦波輸入或連續波(CW)，則輸出電流中的輸出IF分量為gonvrf/4。由于LO輸入功率較低，因此功率比相應地從–3.92 dB變?yōu)楱C6 dB。LO功率的下降會(huì )影響混頻器開(kāi)/關(guān)狀態(tài)之間的傳導驅動(dòng)能力，從而降低輸出功率和噪聲指數。

　　一般來(lái)講，大多數混頻器的變頻損耗介于4.5與9 dB之間。這取決于混頻器類(lèi)型以及混頻器不平衡、平衡-不平衡變換器不匹配和二極管串聯(lián)電阻等所有額外的損耗。寬頻帶混頻器更容易產(chǎn)生較高的變頻損耗，因 為它們需要在整個(gè)輸入帶寬上維持平衡。變頻增益會(huì )影響總系統自動(dòng)增益控制(AGC)規劃、DPD系統算法和靈敏度規劃。

　　噪聲

　　混頻器在進(jìn)行頻率轉換時(shí)會(huì )給信號帶來(lái)噪聲。相對于發(fā)熱狀態(tài)下輸出端SNR的輸入端信噪比(SNR)稱(chēng)為噪聲系數。這種度量是器件導通以捕獲發(fā)熱或導電狀 態(tài)下發(fā)出的噪聲能量時(shí)捕獲的噪聲。然后該值相對于冷卻或關(guān)斷狀態(tài)時(shí)的噪聲功率。請記住，用噪聲系數計算級聯(lián)網(wǎng)絡(luò )和總噪聲的公式：

　　噪聲系數F = (SNR)In/(SNR)Out (5)

　　噪聲指數NF = 10log(F) (6)

　　從式7中的級聯(lián)噪聲指數可以看出(G為各級的增益)，第一個(gè)級的影響最大。因此在基本接收系統中，開(kāi)關(guān)、濾波器和混頻器前的低噪聲放大器(LNA)都會(huì )增加總系統的噪聲系數。仔細地選擇這些元器件和混頻器可以最大限度地降低總噪聲并提升靈敏度。

　　請記住，LO驅動(dòng)電平會(huì )影響轉換增益和噪聲。隨著(zhù)LO功率的下降，噪聲也隨之下降。雙邊帶(DSB)混頻器和單邊帶(SSB)混頻器對噪聲的定義略有不 同。對于DSB而言，輸出端提供所需的IF和鏡像(針對到此為止討論的所有混頻器)。對于SSB而言，鏡像會(huì )盡可能減少。DSB噪聲包含來(lái)自RF和鏡像信號頻率的噪聲和信號。對于SSB噪聲而言，鏡像信號在理論上丟失(雖然包含了鏡像噪聲)。理想的SSB混頻器的噪聲指數是同類(lèi)DSB混頻器的噪聲指數的兩倍。

　　隔離

　　混頻器中的隔離在以下端口之間指定：RF與IF;LO與IF;IF與RF以及LO與RF。隔離量度計算一個(gè)端口到另一個(gè)端口的泄漏功率。例如，要測量LO到RF的隔離，只需將一個(gè)信號施加到LO端口，然后測量RF端口的這個(gè)輸入LO信號的功率。

　　由于輸入信號(特別是LO)較高，足以導致系統性能下降，因此隔離至關(guān)重要。LO泄漏會(huì )通過(guò)干擾RF放大器或在天線(xiàn)端口輻射RF能量，從而干擾輸入信號。LO至IF輸出的泄漏會(huì )壓縮接收器陣列中剩余的IF單元，引起處理錯誤。RF至IF的泄漏以及IF至RF的泄漏表示電路平衡性能，該性能與變頻損耗有關(guān)?；祛l器的平衡性能越好，變頻損耗就越低;因此，也具有較好的變頻性能平坦度。理想情況下，隔離規格盡可能高，并且在最終的外形板設計上具有屏蔽和良好的布局。

　　1dB壓縮點(diǎn)

　　在接收系統中，混頻器最有可能是整個(gè)系統中 功率最高的器件。因此線(xiàn)性規格非常重要，它可以確定整個(gè)接收器的諸多系統規格和發(fā)射能力。在標準或線(xiàn)性工作條件下，混頻器的變頻損耗是恒定的，與RF功率無(wú)關(guān)。這意味著(zhù)，當你以1dB的幅度增加輸入功率時(shí)，輸出功率也會(huì )以1dB遞增。在 P1dB壓縮點(diǎn)，輸入功率增加，以便輸出不隨輸入功率線(xiàn)性增加。這也是混頻器變頻損耗高出理想值1dB的原因(圖2)。

　　在P1dB點(diǎn)或更高點(diǎn)運行混頻器會(huì )使需要的IF或RF信號失真，同時(shí)會(huì )增加頻譜中的雜散量。完整信號鏈的1dB壓縮點(diǎn)會(huì )影響系統的動(dòng)態(tài)范圍?；祛l器的典型P1dB規格介于0至15 dB之間。P1dB越高，性能越高，系統動(dòng)態(tài)范圍相應地越好。

　　三階截取點(diǎn)

　　與P1dB類(lèi)似，三階截取點(diǎn)(IP3)也會(huì )影響系統性能。不佳的三階交調性能與IP3有直接關(guān)系，并且會(huì )增加真實(shí)工作條件下的噪聲基底。這看來(lái)會(huì )降低無(wú)線(xiàn)接收器的靈敏度，相應地降低整個(gè)無(wú)線(xiàn)通信系統的性能。因此，IP3點(diǎn)越高越好。

　　要測量IP3，我們對RF輸入端施加兩個(gè)相同功率的輸入信號F1和F2 (假設這是下變頻過(guò)程)。要計算IP3，由于非?？拷嚓P(guān)的IP輸出，因此我們在(2F2 – F1) – FLO和(2F1 – F2) – FLO產(chǎn)生相關(guān)的三階交調失真(IMD3)，我們從中頻輸出去掉該失真，得到以下計算結果：由于未能達到實(shí)際的IP3點(diǎn)，因此IP3點(diǎn)是從IMD3獲得的理論值?；祛l器的輸出級在達到IP3之前飽和。一般對于無(wú)源混頻器而言，高頻信號的IP3至少為P1dB以上15 dB，低頻信號的IP3至少為壓縮點(diǎn)以上10dB。

　　雜散信號

　　混頻過(guò)程會(huì )產(chǎn)生輸入信號的和與差的輸出積以及大量額外的有害雜散信號(圖3)。這些雜散信號包括基本的混頻器輸入和輸出、其諧波產(chǎn)物(nRF、mLO或kIF)和交調產(chǎn)物、nRF ± mLO(下變頻)和nLO ± mIF(上變頻)。

　　圖3：混頻器輸出的頻譜圖顯示產(chǎn)生的所有不同產(chǎn)物。需要的信號為和頻或差頻，不過(guò)請注意，有害鏡像信號和二階和三階信號為諧波的結果。濾波有助于減少這些有害信號。我們將這些交調產(chǎn)物定義為有害的混頻產(chǎn)物。這些雜散響應是由于輸入信號和LO的諧波混頻引起的。這些雜散信號的電平取決于諸多因素。信號輸入電平、負載阻抗、溫度和頻率都會(huì )影響雜散信號。諧波產(chǎn)物(nRF、mLO或kIF)以指數級增加輸出信號的功率。這些有害產(chǎn)物可以簡(jiǎn)單地以數學(xué)方式按照以下顯示功率增加的等式表示：

　　基本：VOut = Acos(ωt) (10)

　　二次諧波為二次冪：A2cos(2ωt) (11)

　　三次諧波為三次冪：

　　A3cos(3ωt) (12)

　　由于濾波的復雜性和受這些雜散響應影響的頻率性能的廣泛性，非線(xiàn)性失真產(chǎn)物會(huì )對寬帶系統產(chǎn)生相當大的影響。窄帶應用僅受通帶的失真產(chǎn)物的影響。采用足夠 的帶通濾波可以有效地減少大部分有害產(chǎn)物。但是，如前面提到的，IMD3產(chǎn)物極為靠近需要的信號，因此很難過(guò)濾出這樣的信號。

　　鏡像(邊帶抑制)

　　同時(shí)影響典型混頻器的接收通路和發(fā)射通路的一種信號是鏡像。離輸入信號的RF輸入端口2IF的信號將在下變頻過(guò)程中直接被轉換成與需要的輸入信號相同的IF。濾波和采用多個(gè)IF級和鏡像抑制混頻器(IRM)等方法可以最大限度地降低這種有害信號的影響。

　　鏡像就是按照系統規劃來(lái)自需要的輸出信號的“其它”輸出，這是因為任何簡(jiǎn)單的混頻器的輸出都包含混頻的和與差?？稍诨祛l器輸出端實(shí)現更高的鏡像抑制的高 級混頻器設計稱(chēng)為SSB或同相/正交(I/Q)調制器。例如，TI公司的TRF372017是一款高集成度鎖相環(huán)/壓控振蕩器(PLL/VCO) I/Q調制器。

　　直流偏置

輸出頻譜的另一個(gè)關(guān)鍵部分是LO泄漏或直流偏置和載波抑制。隔離會(huì )影響混頻器的這種功 能，直流偏